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1、(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201410705102.3(22)申请日 2014.11.27H04L 27/26(2006.01)(71)申请人 西安空间无线电技术研究所地址 710100 陕西省西安市长安区西街 150号(72)发明人 牛新亮 蒙艳松 王延光 郑先安(74)专利代理机构 中国航天科技专利中心 11009代理人 安丽(54) 发明名称一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法(57) 摘要一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，以两路扩频基带信号作为 UQPSK 微波直接调制器的输入，并对其输出进行微波直接采集，经正交下变频和选通滤波。
2、，然后分别对其同相支路和正交支路进行时延粗略估计，并根据时延粗略估计结果进行时延精确估计，找到两个支路各自的扩频自相关值的最大值，得到两个支路各自的时延精确估计结果，同时还要根据时延精确估计结果进行相位精确估计，得到两个支路各自的相位精确估计结果，最后根据两个支路各自的扩频自相关值的最大值和各自的时延精确估计结果、相位精确估计结果得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡、相位不平衡、绝对时延和时延一致性。(51)Int.Cl.(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书2页 说明书4页 附图1页(10)申请公布号 CN 104486279 A(43)申请公布日 201。
3、5.04.01CN 104486279 A1/2 页21.一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：具体包括以下步骤 ：(1) 将两路已知的扩频基带信号作为输入，送给待测 UQPSK 微波直接调制器 ；(2) 将待测 UQPSK 微波直接调制器的输出信号通过微波直接采集完成模数转换，产生数字射频信号 ；(3) 对步骤 (2) 的数字射频信号进行正交下变频和选通滤波，产生数字零中频信号，该数字零中频信号包括同相支路和正交支路 ；(4) 对步骤 (3) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路分别进行时延粗略估计，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延粗略估计结果 ；(。
4、5) 根据步骤 (4) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延粗略估计结果，对步骤 (3) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路分别进行时延精确估计，找到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的扩频自相关值的最大值，根据该扩频自相关值的最大值，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果 ；(6) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果，对步骤 (3) 的数字零中频信号的同相支路和正交支路分别进行相位精确估计，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果 ；(7) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的扩。
5、频自相关值的最大值和时延精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡、绝对时延和时延一致性；(8) 根据步骤 (6) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的相位不平衡。2.根据权利要求1所述的一种UQPSK微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：步骤 (1) 所述的扩频基带信号为 BPSK 调制的伪随机码信号。3.根据权利要求1所述的一种UQPSK微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：步骤 (2) 所述的微波直接采集为欠采样方式。4.根据权利要求1所述的一种UQPSK微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：。
6、步骤 (3) 所述的选通滤波通过频谱带外置零方式实现。5.根据权利要求1所述的一种UQPSK微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：步骤 (4) 所述的时延粗略估计通过扩频码相位并行捕获方式实现。6.根据权利要求1所述的一种UQPSK微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：步骤 (5) 所述的时延精确估计通过扩频码循环移位矩阵并行计算方式实现，该扩频码循环移位矩阵以微波直接采集采样率的1100倍的频率所对应的任一时间间隔对扩频码的初相进行逐次移位，初相确定为时延粗略估计结果，移位长度为超前和滞后一个微波直接采集采样率所对应的时间间隔，并按照微波直接采集的采样率进行循环。7.根据权利。
7、要求1所述的一种UQPSK微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：步骤 (6) 所述的相位精确估计通过精确移位序列并行计算方式剥离时延的影响，该精确移位序列以时延精确估计结果作为扩频码的初相，按照微波直接采集的采样率进行循环。8.根据权利要求 1 所述的一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，其特征在于 ：步骤 (6) 所述的相位精确估计通过载波相位搜索序列并行计算方式最终得到相位的估计，所述的载波相位搜索序列以 0.05为相位间隔对载波相位进行逐次移位，移位长度为权 利 要 求 书CN 104486279 A2/2 页3360。权 利 要 求 书CN 104486279 A1。
8、/4 页4一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法技术领域0001 本发明涉及一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，属于扩频测量通信技术，特别涉及一种用于扩频测量通信体制的UQPSK(非平衡四进制相移键控)微波直接调制器调制特性的测试方法。背景技术0002 对于以北斗二代导航卫星星间链路子系统为代表的众多新一代扩频测量通信体制的卫星有效载荷而言，为了实现良好的时延特性设计，广泛的采用了微波直接调制技术，其中，UQPSK 微波直接调制器是一种应用较为普遍的微波器件，它把测量和通信两个支路的信号按照特定的幅度比例相互正交的调制到了同相支路和正交支路两路载波之上，从而在保证良好时。
9、延特性的同时实现了一定速率的通信。作为扩频测量通信性能的关键，UQPSK微波直接调制器的幅度不平衡、相位不平衡、绝对时延和时延一致性等调制特性的指标在设计开发过程中必须予以测试。0003 传统的微波直接调制器调制特性的测试方法是使用专门的矢量信号分析仪或具有矢量信号分析功能的频谱仪、示波器等仪器来完成的 ：首先对微波直接调制器的输出信号进行采集，并对采集信号上所调制的符号进行恢复，然后将恢复的符号重新调制到参考载波之上形成参考信号，最后将被采集信号与该参考信号进行比较即可求得微波直接调制器的 EVM 等调制特性的指标。该方法存在如下缺点 ：0004 (1) 只能测试幅度不平衡和相位不平衡等调制。
10、特性，不能对绝对时延和时延一致性等调制特性进行分析 ；0005 (2) 不能直接测试 UQPSK 这种非平衡调制方式的调制特性，需要经过繁琐、复杂的改造才行 ；0006 (3) 改造后的方法对参考信号的匹配较为敏感，且测试结果仅仅反映了偏差的绝对值，不能表征偏差的极性。发明内容0007 本发明解决的技术问题为 ：为了弥补现有方法不能分析绝对时延、时延一致性以及不能直接测试 UQPSK 调制方式和改造后较为敏感、测试结果不能反映偏差极性的缺点，提供一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，以两路扩频基带信号作为 UQPSK 微波直接调制器的输入，并对其输出进行微波直接采集，经正交下变频和。
11、选通滤波，然后分别对其同相支路和正交支路进行时延粗略估计，并根据时延粗略估计结果进行时延精确估计，找到两个支路各自的扩频自相关值的最大值，得到两个支路各自的时延精确估计结果，同时还要根据时延精确估计结果进行相位精确估计，得到两个支路各自的相位精确估计结果，最后根据两个支路各自的扩频自相关值的最大值和各自的时延精确估计结果、相位精确估计结果得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡、相位不平衡、绝对时延和时延一致性。说 明 书CN 104486279 A2/4 页50008 本发明解决的技术方案为 ：一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，具体包括以下步骤 ：0009 (1) 将两路。
12、已知的扩频基带信号作为输入，送给待测 UQPSK 微波直接调制器 ；0010 (2) 将待测 UQPSK 微波直接调制器的输出信号通过微波直接采集完成模数转换，产生数字射频信号 ；0011 (3) 对步骤 (2) 的数字射频信号进行正交下变频和选通滤波，产生数字零中频信号，该数字零中频信号包括同相支路和正交支路 ；0012 (4) 对步骤 (3) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路分别进行时延粗略估计，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延粗略估计结果 ；0013 (5) 根据步骤 (4) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延粗略估计结果，对步骤 (3) 的数字零中频信号中。
13、的同相支路和正交支路分别进行时延精确估计，找到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的扩频自相关值的最大值，根据该扩频自相关值的最大值，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果 ；0014 (6) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果，对步骤 (3) 的数字零中频信号的同相支路和正交支路分别进行相位精确估计，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果 ；0015 (7) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的扩频自相关值的最大值和时延精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡、绝对时延和时。
14、延一致性 ；0016 (8) 根据步骤 (6) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的相位不平衡。0017 步骤 (1) 所述的扩频基带信号为 BPSK( 二进制相移键控 ) 调制的伪随机码信号。0018 步骤 (2) 所述的微波直接采集为欠采样方式。0019 步骤 (3) 所述的选通滤波通过频谱带外置零方式实现。0020 步骤 (4) 所述的时延粗略估计通过扩频码相位并行捕获方式实现。0021 步骤 (5) 所述的时延精确估计通过扩频码循环移位矩阵并行计算方式实现，该扩频码循环移位矩阵以微波直接采集采样率的1100倍的频率所对应的任一时间。
15、间隔对扩频码的初相进行逐次移位，初相确定为时延粗略估计结果，移位长度为超前和滞后一个微波直接采集采样率所对应的时间间隔，并按照微波直接采集的采样率进行循环。0022 步骤 (6) 所述的相位精确估计通过精确移位序列并行计算方式剥离时延的影响，该精确移位序列以时延精确估计结果作为扩频码的初相，按照微波直接采集的采样率进行循环。0023 步骤 (6) 所述的相位精确估计通过载波相位搜索序列并行计算方式最终得到相位的估计，所述的载波相位搜索序列以 0.05为相位间隔对载波相位进行逐次移位，移位长度为 360。0024 本发明与现有技术相比的优点在于 ：0025 (1) 步骤 (7) 根据步骤 (5)。
16、 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的绝对时延和时延一致性，解决了现有方法不能测试绝对时延和时延一致性的问题 ；说 明 书CN 104486279 A3/4 页60026 (2) 步骤 (7) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的扩频自相关值的最大值得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡，步骤 (8) 根据步骤 (6) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果得到 UQPSK 微波直接调制器的相位不平衡，弥补了现有方法不能直接测试 UQPSK 调制器的缺点 ；0027 (3) 步骤 (7) 根据。
17、步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的扩频自相关值的最大值得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡，步骤 (8) 根据步骤 (6) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果得到 UQPSK 微波直接调制器的相位不平衡，避免了现有方法改造后较为敏感、测试结果不能反映偏差极性的不足 ；0028 (4) 步骤 (1) 采用两路已知的扩频基带信号生成设计，在步骤 (7) 和步骤 (8) 的配合下，同时完成了幅度不平衡、相位不平衡、绝对时延和时延一致性等调制特性的测试，整个分析过程与 UQPSK 微波直接调制器的实际使用过程高度一致，测试结果的反映更加直观；0029 。
18、(5)步骤(4)和步骤(5)相互结合，采用时延粗略估计引导时延精确估计的两级时延估计设计，在保证时延估计精度的同时降低了微波直接采集的采样率和所采集数据的存储深度，减小了测试过程中的计算量，提高了测试的实时性，提升了测试效率 ；0030 (6)步骤(5)和步骤(6)相互结合，采用时延精确估计引导相位精确估计的时延估计和相位估计的解耦设计，最大程度的降低了测试过中时延估计残差对相位估计的影响，提高了测试结果的准确度。附图说明0031 图 1 为本发明的原理框图。具体实施方式0032 本发明的基本思路为 ：提供一种 UQPSK 微波直接调制器调制特性测试方法，针对现有方法不能分析绝对时延、时延一致。
19、性以及不能直接测试 UQPSK 调制方式和改造后较为敏感、测试结果不能反映偏差极性的缺点。0033 下面结合附图对本发明做进一步详细描述，如图 1 所示 ：0034 (1)将两路已知的扩频基带信号PRN35和PRN36(GPS所用的BPSK调制的伪随机码信号 ) 作为输入，以 10.23Mcps 的速率送给待测 UQPSK 微波直接调制器 ；0035 (2) 将待测 UQPSK 微波直接调制器的输出信号通过微波直接采集完成模数转换(ADC)，采样率 12.5GHz，产生数字射频信号 ；0036 (3) 对步骤 (2) 的数字射频信号进行正交下变频和选通滤波，将步骤数字射频信号分别乘以同相载波(。
20、cos)和正交载波(sin)，载波频率和待测UQPSK微波直接调制器所用的相同，并将同相支路和正交支路*j(虚数单位)相加便完成了正交下变频，然后进行选通滤波，带宽 20.46MHz，产生数字零中频信号，该数字零中频信号包括同相支路和正交支路 ；0037 (4) 对步骤 (3) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路分别进行时延粗略估计，将数字零中频信号进行快速傅里叶变换 (FFT)，并将 FFT 结果分别与 PRN35 的 FFT 结果和 PRN36 的 FFT 结果进行共轭相乘，然后将同相支路的共轭相乘结果和正交支路的共轭相乘结果分别进行快速傅里叶逆变换 (IFFT)，并将同相支路的 IF。
21、FT 结果和正交支路的 IFFT说 明 书CN 104486279 A4/4 页7结果分别进行平方和累加 ()2)，找到同相支路的平方和累加结果的最大值和正交支路的平方和累加结果的最大值，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延粗略估计结果 ；0038 (5) 根据步骤 (4) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延粗略估计结果，对步骤 (3) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路分别进行时延精确估计，将数字零中频信号分别与 PRN35 的循环移位矩阵和 PRN36 的循环移位矩阵进行共轭相乘，所述的循环移位矩阵以微波直接采集采样率的10倍(125GHz)所对应的时间间隔对扩频码。
22、的初相进行逐次移位，初相确定为时延粗略估计结果，移位长度为超前和滞后一个微波直接采集采样率 (12.5GHz) 所对应的时间间隔 (80ps)，并按照微波直接采集的采样率 (12.5GHz)进行循环，并将同相支路的共轭相乘结果和正交支路的共轭相乘结果分别进行平方和累加()2)，找到同相支路的平方和累加结果的最大值和正交支路的平方和累加结果的最大值，也即扩频自相关值的最大值，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果 ；0039 (6) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的时延精确估计结果，对步骤 (3) 的数字零中频信号的同相支路和正交支路分别进行相位精确。
23、估计，将数字零中频信号分别与PRN35的精确移位序列、载波相位搜索序列和PRN36的精确移位序列、载波相位搜索序列共轭相乘，所述的精确移位序列以时延精确估计结果作为扩频码的初相，按照微波直接采集的采样率 (12.5GHz) 进行循环，所述的载波相位搜索序列以 0.05为相位间隔对载波相位进行逐次移位，移位长度为 360，并将同相支路的共轭相乘结果和正交支路的共轭相乘结果分别进行平方和累加 ()2)，找到同相支路的平方和累加结果的最大值和正交支路的平方和累加结果的最大值，得到数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果 ；0040 (7) 根据步骤 (5) 的数字零中频信号中的同相支路。
24、和正交支路的扩频自相关值的最大值和时延精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的幅度不平衡 ( 同相支路和正交支路的扩频自相关值的最大值之比 )、绝对时延 ( 同相支路和正交支路的时延精确估计结果 ) 和时延一致性 ( 同相支路和正交支路的时延精确估计结果之差 ) ；0041 (8) 根据步骤 (6) 的数字零中频信号中的同相支路和正交支路的相位精确估计结果，得到 UQPSK 微波直接调制器的相位不平衡 ( 同相支路和正交支路的相位精确估计结果之差 )。0042 本发明未详细阐述部分属于本领域公知技术。说 明 书CN 104486279 A1/1 页8图1说 明 书 附 图CN 104486279 A。