ACDC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路.pdf

本发明公开了一种AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，包括输出滤波电容端电压检测电路、开关SW驱动电路、开关SW和低阻值负载电阻RL，输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容端电压大于设定的泄放电压时，通过开关SW驱动电路强迫开关SW断开，微弱电流流过低阻负载RL；输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容端电压小于设定泄放电压时，开关SW驱动电路状态翻转，强迫开关SW接通，使输出滤波电容借助低阻负载RL迅速放电。本发明放电速度快，使断电后延迟启动电路迅速复位，最大放电电流可控，避免了开关SW过流损坏现象；功耗低，在正常状态下，泄放电路整体功耗可控制在100mW以下。

1.  AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，包括输出滤波电容端电压检测电路、开关SW驱动电路、开关SW和低阻值负载电阻RL，输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容端电压大于设定的泄放电压时，通过开关SW驱动电路强迫开关SW断开，仅有微弱漏电流流过低阻负载RL；输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容端电压小于设定泄放电压时，开关SW驱动电路状态翻转，强迫开关SW接通，使输出滤波电容借助低阻负载RL迅速放电；
该快速有源泄放电路正端VCC接AC-DC变换器输出滤波电容的正极，快速有源泄放电路负端GND接AC-DC变换器输出滤波电容的负极；所述低阻负载电阻RL与开关SW串联，低阻负载电阻RL一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接开关SW，开关SW另一端连接快速有源泄放电路负端GND；所述输出滤波电容端电压检测电路与开关SW驱动电路的正端均接快速有源泄放电路正端VCC，负端均接快速有源泄放电路负端GND。

2.  如权利要求1所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，所述输出滤波电容端电压检测电路由限流电阻R1、稳压二极管D1和泄放电阻R2组成，其中限流电阻R1和稳压二极管D1串联，限流电阻R1一端连接有源泄放电路正端VCC，另一端连接稳压二极管D1的阴极；所述开关SW驱动电路由NPN型三极管Q1和集电极负载电阻R3构成，稳压二极管D1的阳极连接开关SW驱动电路内NPN型三极管Q1的基极；泄放电阻R2并联在NPN型三极管Q1的基级和发射极之间，集电极负载电阻R3一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接NPN型三极管Q1的集电极；NPN型三极管Q1的发射极接快速有源泄放电路负端GND；所述开关SW为NPN三极管Q2，NPN三极管Q2的基极连接NPN型三极管Q1的集电极，NPN三极管Q2的集电极与负载电阻RL一端相连，NPN三极管Q2的发射极连接快速有源泄放电路负端GND。

3.  如权利要求2所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，所述稳压二极管D1为两只同向串联的稳压二极管D11、D12。

4.  如权利要求2或3所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，所述开关SW为两只NPN型三极管Q21、Q22构成的高电流放大倍数的复合管，NPN型三极管Q21、Q22的集电极并连在一起，并连接在负载电阻RL的一端，NPN型三极管Q21的发射极连接NPN型三极管Q22的基极，并引入反馈电阻R4，NPN型三极管Q1和NPN型三极管Q22的发射极并联在一起，并连接反馈电阻R4的一端，反馈电阻R4另一端连接快速有源泄放电路负端GND；在开关SW中引入电阻R5，电阻R5的一端连接所述NPN型三极管Q21的发射极和NPN型三极管Q22的基极，另一端连接所述NPN型三极管Q1的发射极和NPN型三极管Q22的发射极。

5.  如权利要求2所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，所述开关SW为N沟道功率MOS管T2，并在N沟道功率MOS管T2的栅极G与源极S之间并联一只稳压二极管D3。

6.  如权利要求5所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，在开关SW和快速有源泄放电路负端GND之间引入反馈电阻R4，反馈电阻R4的一端连接所述稳压二极管D3的阳极和N沟道功率MOS管T2的源极S，反馈电阻R4的另一端连接快速有源泄放电路负端GND。

7.  如权利要求1所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，所述输出滤波电容端电压检测电路由电阻分压器构成，开关SW驱动电路由基准电压源U1及限流电阻R31构成，开关SW由N沟道功率MOS管T3构成，其中所述电阻分压器由第一取样电阻R11和第二取样电阻R21串联而成，第一取样电阻R11一端连接快速有源泄放电路的正端VCC，第二取样电阻R21一端连接连快速有源泄放电路负端GND，第一取样电阻R11、第二取样电阻R21另一端连在一起，并接到基准电压源U1的参考电位输入端R；基准电压源U1的阴极K连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，基准电压源U1的阳极A连接快速有源泄放电路负端GND；限流电阻R31的一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接基准电压源U1的阴极K。

8.  如权利要求7所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，在所述N沟道功率MOS管T3的栅极G与源极S之间并联一只稳压二极管D21。

9.  如权利要求8所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，在所述基准电压源U1的阴极K与N沟道功率MOS管T3之间插入由稳压二极管D22和限流电阻R41构成的电平移动电路；所述稳压二极管D22的阴极连接基准电压源U1的阴极K，稳压二极管D22的阳极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；限流电阻R41的一端连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，另一端连接快速有源泄放电路负端GND。

10.  如权利要求8所述的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，其特征在于，在所述基准电压源U1的阴极K与N沟道功率MOS管T3之间插入由3只二极管D31、D32、 D33和限流电阻R51构成的电平移动电路，所述二极管D31的阴极连接基准电压源U1的阴极K，二极管D31的阳极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；二极管D32、 D33同向串联，阳极连接基准电压源U1的阴极K，阴极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；限流电阻R51一端连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，另一端连接快速有源泄放电路负端GND。

AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路
技术领域
本发明涉及电子技术领域，涉及一种AC-DC驱动器，尤其涉及一种AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路。
背景技术
在AC-DC驱动电路中，为使获得稳定的直流电压，在AC-DC变换器次级侧高频整流滤波电路中不可避免地使用了大容量电容作为低压输出滤波电容。当AC-DC驱动器接电阻性负载时，断开市电后，输出滤波电容存储的能量将迅速被阻性负载释放，输出滤波电容端电压也随即下降，使AC-DC变换器中软启动电路可靠复位，保证了再上电瞬间输出端不出现瞬时过压现象。然而当AC-DC驱动器接LED负载时，在断开市电后，输出滤波电容端电压迅速下降到串联LED芯片组开启电压                                               后，其中n为串联的LED芯片数，为LED芯片开启电压，LED芯片进入截止状态，漏电流很小，输出电容放电速率突然变小，十几秒，甚至几十秒内输出电容上依然存在很高的残压，致使为防止开关电源启动瞬间输出过压而设置的软启动电路内的软启动电容无法放电，造成断电后短时间内再上电时，软启动电路失效，启动瞬间变换器输出端出现瞬时过压，这可能会导致LED芯片过流损坏。这种现象在APFC单管反激式LED驱动电路中更为严重，原因是带APFC功能的变换器补偿环路响应速度很慢，此外多数APFC变换器控制芯片没有软启动控制功能，只能在变换器输出电压取样电路旁增加依赖输出端电压下降到很低电位时才能复位的软启动电路实现软启动功能。
为缩短断电后输出电容放电时间，传统技术在AC-DC变换器输出端连接假负载电阻，但效果非常有限，原因是假负载电阻不能太小，否则将严重影响电源的效率，此外也会加剧驱动电源内部的温升。
现有技术中公开了公开号为CN102594111A，专利名称为“一种快速放电电路”的专利文献，以及公开号为CN102869173A，专利名称为“一种LED 驱动电源装置”的专利文献，这两个发明专利均涉及输出电容快速放电电路，但采用的输出电容快速放电电路的可靠性、实用性不高。
发明内容
针对上述现有技术中的不足，本发明所要解决的技术问题在于提供一种AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，该泄放电路直接并联在AC-DC变换器输出滤波电容的正负极，正常工作状态下，消耗功率小于100mW，能有效的解决现有AC-DC驱动器断电后输出滤波电容放电缓慢的现象。
为了解决上述技术问题，本发明提出了一种AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路，包括输出滤波电容端电压检测电路、开关SW驱动电路、开关SW和低阻值负载电阻RL，输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容端电压大于设定的泄放电压时，通过开关SW驱动电路强迫开关SW断开，仅有微弱漏电流流过低阻负载RL；输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容端电压小于设定泄放电压时，开关SW驱动电路状态翻转，强迫开关SW接通，使输出滤波电容借助低阻负载RL迅速放电；
该快速有源泄放电路正端VCC接AC-DC变换器输出滤波电容的正极，快速有源泄放电路负端GND接AC-DC变换器输出滤波电容的负极；所述低阻负载电阻RL与开关SW串联，负载电阻RL一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接开关SW，开关SW另一端连接快速有源泄放电路负端GND；所述输出滤波电容端电压检测电路与开关SW驱动电路的正端均接快速有源泄放电路正端VCC，负端均接快速有源泄放电路负端GND。
在本发明的一实施中，所述输出滤波电容端电压检测电路由限流电阻R1、稳压二极管D1和泄放电阻R2组成，其中限流电阻R1和稳压二极管D1串联，限流电阻R1一端连接有源泄放电路正端VCC，另一端连接稳压二极管D1的阴极；所述开关SW驱动电路由NPN型三极管Q1和集电极负载电阻R3构成，稳压二极管D1的阳极连接开关SW驱动电路内NPN型三极管Q1的基极；泄放电阻R2并联在NPN型三极管Q1的基级和发射极之间，集电极负载电阻R3一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接NPN型三极管Q1的集电极；NPN型三极管Q1的发射极接快速有源泄放电路负端GND；所述开关SW为NPN三极管Q2，NPN三极管Q2的基极连接NPN型三极管Q1的集电极，NPN三极管Q2的集电极与负载电阻RL一端相连，NPN三极管Q2的发射极连接快速有源泄放电路负端GND。
进一步的，所述稳压二极管D1为两只同向串联的稳压二极管D11、D12。
在本发明的一实施例中，所述开关SW为两只NPN型三极管Q21、Q22构成的高电流放大倍数的复合管，NPN型三极管Q21、Q22的集电极并连在一起，并连接在负载电阻RL的一端，NPN型三极管Q21的发射极连接NPN型三极管Q22的基极，并引入反馈电阻R4，NPN型三极管Q1和NPN型三极管Q22的发射极并联在一起，并连接反馈电阻R4的一端，反馈电阻R4另一端连接快速有源泄放电路负端GND；在开关SW中引入电阻R5，电阻R5的一端连接所述NPN型三极管Q21的发射极和NPN型三极管Q22的基极，另一端连接所述NPN型三极管Q1的发射极和NPN型三极管Q22的发射极。
进一步的，所述开关SW为N沟道功率MOS管T2，并在N沟道功率MOS管T2的栅极G与源极S之间并联一只稳压二极管D3。
进一步的，在开关SW和快速有源泄放电路负端GND之间引入反馈电阻R4，反馈电阻R4的一端连接所述稳压二极管D3的阳极和N沟道功率MOS管T2的源极S，反馈电阻R4的另一端连接快速有源泄放电路负端GND。
在本发明的另一实施例中，所述输出滤波电容端电压检测电路由电阻分压器构成，开关SW驱动电路由基准电压源U1及限流电阻R31构成，开关SW由N沟道功率MOS管T3构成，其中所述电阻分压器由第一取样电阻R11和第二取样电阻R21串联而成，第一取样电阻R11一端连接快速有源泄放电路的正端VCC，第二取样电阻R21一端连接连快速有源泄放电路负端GND，第一取样电阻R11、第二取样电阻R21另一端连在一起，并接到基准电压源U1的参考电位输入端R；基准电压源U1的阴极K连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，基准电压源U1的阳极A连接快速有源泄放电路负端GND；限流电阻R31的一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接基准电压源U1的阴极K。
进一步的，在所述N沟道功率MOS管T3的栅极G与源极S之间并联一只稳压二极管D21。
优选地，在所述基准电压源U1的阴极K与N沟道功率MOS管T3之间插入由稳压二极管D22和限流电阻R41构成的电平移动电路；所述稳压二极管D22的阴极连接基准电压源U1的阴极K，稳压二极管D22的阳极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；限流电阻R41的一端连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，另一端连接快速有源泄放电路负端GND。
优选地，在所述基准电压源U1的阴极K与N沟道功率MOS管T3之间插入由3只二极管D31、D32、 D33和限流电阻R51构成的电平移动电路，所述二极管D31的阴极连接基准电压源U1的阴极K，二极管D31的阳极接N沟道功率MOS管T3的栅极G；二极管D32、 D33同向串联，阳极连接基准电压源U1的阴极K，阴极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；限流电阻R51一端连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，另一端连接快速有源泄放电路负端GND。
本发明的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的工作原理：在正常状态下，输出滤波电容端电压检测电路感知AC-DC变换器输出滤波电容的端电压大于设定的泄放电压时，强迫开关SW断开，仅有微弱漏电流流过低阻负载RL，而输出滤波电容端电压检测电路、开关SW控制电路消耗功率很小；而在上电瞬间或断电后，输出滤波电容端电压检测电路发现AC-DC变换器输出滤波电容的端电压小于设定泄放电压时，开关SW驱动电路状态翻转，强迫开关SW接通，使输出滤波电容能借助低阻负载RL迅速放电。可见，本发明提供的泄放电路的作用与稳压二极管特性相反：当端电压高于设定值时，泄放电路呈现高阻状态，电流很小；反之，当端电压小于设定值后，泄放电路处于低阻状态，导通电阻接近负载电阻RL。断电后瞬间最大放电电流与输出滤波电容起始放电电压以及低阻负载RL有关，使开关SW最大电流可控，防止开关SW过流损坏。
实施本发明，具有如下有益效果：
 (1) 放电速度快，在参数选择合理情况下，可在0.5秒内，使输出滤波电容端电压下降到10%以下，使断电后延迟启动电路迅速复位；最大放电电流可控，避免了开关SW过流损坏现象；功耗低，在正常状态下，泄放电路整体功耗可控制在100mW以下。
(2) 适应性强，可用于各种形式AC-DC变换器中，不仅可避免LED照明装置AC-DC驱动器启动瞬间过压现象，在AC-DC变换器调试、维护过程中，也无须使用电阻负载对输出电容放电，方便了开关电源的调试和维修。
(3) 成本低廉，可靠性高，无须调试。
附图说明
图1是本发明提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的原理方框图。
图2是本发明实施例一提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图3是本发明实施例二提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图4是本发明实施例三提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图5是本发明实施例四提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图6是本发明实施例五提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图7是本发明实施例六提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图8是本发明实施例七提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
图9是本发明实施例八提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
参见图1，是本发明提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的原理方框图。
该AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路包括：输出滤波电容端电压检测电路10、开关SW驱动电路11、开关SW13和低阻值负载电阻RL12，该快速有源泄放电路正端VCC接AC-DC变换器输出滤波电容2的正极，快速有源泄放电路负端GND接AC-DC变换器输出滤波电容2的负极，所述低阻负载电阻RL12与开关SW13串联，负载电阻R12L一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接开关SW13，开关SW13另一端连接快速有源泄放电路负端GND；所述输出滤波电容端电压检测电路10与开关SW驱动电路12的正端均接快速有源泄放电路正端VCC，负端均接快速有源泄放电路负端GND。
其中：本发明的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路在正常状态下，输出滤波电容端电压检测电路10感知AC-DC变换器输出滤波电容2的端电压大于设定的泄放电压时，强迫开关SW13断开，仅有微弱漏电流流过低阻负载RL12，而输出滤波电容端电压检测电路10、开关SW控制电路11消耗功率很小；而在上电瞬间或断电后，输出滤波电容端电压检测电路10感知AC-DC变换器输出滤波电容2的端电压小于设定泄放电压时，开关SW驱动电路11状态翻转，强迫开关SW13接通，使AC-DC驱动器输出滤波电容2能借助低阻负载RL12迅速放电。可见，本发明提供的泄放电路的作用与稳压二极管特性相反：当端电压高于设定值时，泄放电路呈现高阻状态，电流很小；反之，当端电压小于设定值后，泄放电路处于低阻状态，导通电阻接近负载电阻RL12。断电后瞬间最大放电电流与输出滤波电容2起始放电电压以及低阻负载RL12有关，使开关SW13最大电流可控，防止开关SW13过流损坏。
具体的，如图2所示，本发明的输出滤波电容端电压检测电路10由限流电阻R1、稳压二极管D1和泄放电阻R2组成，其中限流电阻R1和稳压二极管D1串联，限流电阻R1一端连接有源泄放电路正端VCC，另一端连接稳压二极管D1的阴极；所述开关SW驱动电路11由NPN型三极管Q1和集电极负载电阻R3构成，稳压二极管D1的阳极连接开关SW驱动电路内NPN型三极管Q1的基极；泄放电阻R2并联在NPN型三极管Q1的基级和发射极之间，集电极负载电阻R3一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接NPN型三极管Q1的集电极；NPN型三极管Q1的发射极连接快速有源泄放电路负端GND；所述开关SW为NPN三极管Q2，NPN三极管Q2的基极连接NPN型三极管Q1的集电极，NPN三极管Q2的集电极与负载电阻RL12一端相连，NPN三极管Q2的发射极连接快速有源泄放电路负端GND。
其中，稳压二极管D1的参数由泄放电压决定，例如，当LED照明AC-DC驱动器的负载为10只LED芯片串联时，正常工作电压为29V～34V之间，这时泄放电压可取24V～27V之间，因此稳压二极管D1稳定电压可选24V或27V。当快速有源泄放电路正端VCC小于稳压二极管D1的稳定电压值时，稳压二极管D1处于截止状态，漏电流在泄放电阻R2两端产生的电压差小于0.5V，NPN型三极管Q1管截止，NPN型三极管Q1的集电极输出高电平，承担开关SW功能的NPN三极管Q2饱和导通，AC-DC变换器输出滤波电容2通过低阻负载RL12放电，如果NPN三极管Q2电流放大系数β足够大，则集电极负载电阻R3的阻值就可以较大，以降低有源泄放电路的功耗；反之，当VCC大于稳压二极管D1的稳定电压值时，稳压二极管D1导通，处于反向击穿状态，泄放电阻R2的端电压大于0.5V，NPN型三极管Q1饱和导通，NPN型三极管Q1的集电极输出低电平， NPN三极管Q2截止，如果集电极负载电阻R3的阻值较大，则NPN型三极管Q1饱和电流就可以小于1mA，限流电阻R1的阻值也可以较大，以降低正常工作状态下有源泄放电路的功耗。
实施例二
为方便泄放电压的选择，在本发明的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的实施二中，如图3所示，使用两只同向串联稳压二极管D11、D12构成泄放电压检测元件，即将实施例一中的稳压二极管D1替换为两只同向串联的稳压二极管D11、D12。实施二的其它结构与实施例一相同，在此不再赘述。
实施例三
如图4所示，在实施例二的基础上，考虑到单一功率NPN三极管Q2的电流放大系数β有限，使用NPN三极管Q21、Q22构成高电流放大倍数的复合管代替单一功率NPN管Q2，作为开关SW12，以提高开关SW的电流放大系数β，以便能进一步提高集电极负载电阻R3、限流电阻R1的阻值，进一步降低有源泄放电路的功耗，其中，NPN型三极管Q21、Q22的集电极并连在一起，并连接在负载电阻RL12的一端，NPN型三极管Q21的发射极连接NPN型三极管Q22的基极。另外，在开关SW13中引入电阻R5，电阻R5的一端连接所述NPN型三极管Q21的发射极和NPN型三极管Q22的基极，另一端连接所述NPN型三极管Q1的发射极和NPN型三极管Q22的发射极，其中电阻R5给NPN型三极管Q21热穿透电流提供泄放通路，避免NPN型三极管Q22误导通。
为缩短NPN型三极管Q1由截止到导通或由导通到截止的过渡时间，通过反馈电阻R4引入正反馈，NPN型三极管Q1和NPN型三极管Q22的发射极并联在一起，并连接反馈电阻R4的一端，反馈电阻R4另一端连接快速有源泄放电路负端GND，NPN型三极管Q1的发射极与承担开关功能的NPN型三极管Q21、Q22等效发射极连在一起，反馈电阻R4的阻值大小一般为负载电阻RL的2%上下，例如当负载电阻RL的阻值取240Ω时，反馈电阻R4的阻值可取3.3Ω～5.1Ω之间。这样当VCC小于稳压二极管D11、D12稳定电压之和时，NPN型三极管Q1的基极驱动电流减小，NPN型三极管Q1的集电极电位升高，开关SW导通，反馈电阻R4的端电压升高，NPN型三极管Q1的发射极电位上升，NPN型三极管Q1的基极偏减小，触发强烈的正反馈效应，使NPN型三极管Q1迅速进入截止状态，开关SW迅速进入导通状态。
实施例四
进一步的，如图5所示，在实施一的基础上，用N沟道功率MOS管T2替换实施例一中承担开关功能的NPN型三极管Q2，这样便获得了图5所示的快速有源泄放电路，其中，N沟道功率MOS管T2的栅极G连接NPN型三极管Q1的集电极和集电极负载电阻R3之间的节点，N沟道功率MOS管T2的源极S连接快速有源泄放电路负端GND。另外，当VCC电压大于N沟道功率MOS管T2的GS极最大击穿电压时，需要在N沟道功率MOS管T2的栅极G与源极S之间并联一只稳定电压为10V～18V之间的稳压二极管D3，防止N沟道功率MOS管T2的栅极G过压损坏。
实施例五
在实施四的基础上，在开关SW13和快速有源泄放电路负端GND之间引入反馈电阻R4，如图6所示，反馈电阻R4的一端连接所述稳压二极管D3的阳极和N沟道功率MOS管T2的源极S，反馈电阻R4的另一端连接快速有源泄放电路负端GND，反馈电阻R4的引入缩短了NPN型三极管Q1由截止到导通或由导通到截止的过渡时间。
实施例六
进一步的，在上述五个实施例中，使用稳压二极管作为输出滤波电容端电压检测元件，起始泄放电压存在一定的分散性。为此，本实施例六中使用电阻分压器构成输出滤波电容端电压检测元件，并使用基准电压源U1作为开关SW驱动电路11的核心元件，使用N沟道功率MOS管T3作为开关SW，具体的，如图7所示，输出滤波电容端电压检测电路10由电阻分压器构成，开关SW驱动电路11由基准电压源U1及限流电阻R31构成，开关SW13由N沟道功率MOS管T3构成，其中所述电阻分压器由第一取样电阻R11和第二取样电阻R21串联而成，第一取样电阻R11一端连接快速有源泄放电路的正端VCC，第二取样电阻R21一端连接连快速有源泄放电路负端GND，第一取样电阻R11、第二取样电阻R21另一端连在一起，并接到基准电压源U1的参考电位输入端R；基准电压源U1的阴极K连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，基准电压源U1的阳极A连接快速有源泄放电路负端GND；限流电阻R31的一端连接快速有源泄放电路正端VCC，另一端连接基准电压源U1的阴极K。另外，当VCC电压大于N沟道功率MOS管T3的栅源极最大击穿电压时，在N沟道功率MOS管T3的栅极G与源极S之间并联一只稳定电压为15V的稳压二极管D21，防止N沟道功率MOS管T3的栅极G过压损坏。
在本实施六中，当VCC时，基准电压源U1的阴极K输出高电平，N沟道功率MOS管T3导通， AC-DC变换器输出滤波电容2通过低阻负载RL12放电，使端电压迅速下降；反之，当VCC时，基准电压源U1的阴极K输出低电平，N沟道功率MOS管T3截止。由于限流电阻R31、端电压取样电阻R11、R21的阻值可以取得较大，因此在正常工作状态下，泄放电路消耗功率很小。
实施例七
考虑到基准电压源U1的阴极K最低电压仅为1.9V上下，而多数低耐压N沟道功率MOS管的阈值电压在1.0V～3.0V之间，可能导致在正常工作状态下，开关SW未彻底关闭，增加了泄放电路的功耗。为此，在实施例六的基础上，增加电平移动电路20，确保正常工作状态下开关SW可靠截止。
如图8所示，是本发明实施例七提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图，在所述基准电压源U1的阴极K与N沟道功率MOS管T3之间插入由稳压二极管D22和限流电阻R41构成的电平移动电路20，稳压二极管D22为2.4V或2.7V稳压二极管，所述稳压二极管D22的阴极连接基准电压源U1的阴极K，稳压二极管D22的阳极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；限流电阻R41的一端连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，另一端连接快速有源泄放电路负端GND。
实施例八
如图9所示，是本发明实施例八提供的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路的电路方框图，实施例八与实施例七的区别仅在于电平移动电路20的构成不同，实施例八中的电平移动电路20由3只二极管D31、D32、 D33和限流电阻R51构成，所述二极管D31的阴极连接基准电压源U1的阴极K，二极管D31的阳极接N沟道功率MOS管T3的栅极G；二极管D32、 D33同向串联，阳极连接基准电压源U1的阴极K，阴极连接N沟道功率MOS管T3的栅极G；限流电阻R51一端连接N沟道功率MOS管T3的栅极G，另一端连接快速有源泄放电路负端GND。
本发明的AC-DC驱动器输出滤波电容快速有源泄放电路实施例放电速度快，在参数选择合理情况下，可在0.5秒内，使输出滤波电容2的端电压下降到10%以下，使断电后延迟启动电路迅速复位；最大放电电流可控，避免了开关SW过流损坏现象；功耗低，在正常状态下，泄放电路整体功耗可控制在100mW以下。本发明适应性强，可用于各种形式AC-DC变换器中，不仅可避免LED照明装置AC-DC驱动器启动瞬间过压现象，在AC-DC变换器调试、维护过程中，也无须使用电阻负载对输出电容放电，方便了开关电源的调试和维修。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也视为本发明的保护范围。