跳频调制器和解调器中的改进或相关改进 本发明涉及跳频合成器。更具体地说，它涉及对移动电话网络的基站的快跳本地振荡器中的相位调制或解调的相位误差校正。
在用于GSM/EDGE移动电话网络的基站收发信机中，需要同时具备高切换速度、低相位噪声以及低寄生分量的跳频合成器。相位噪声很重要，因为基带信号通过相位调制编码到RF载波上。在典型的载波单元中，需要2-4μs的传输切换速度，通常具有优于-80dBc的信号对寄生频率比性能。
用于移动电话基站的已知载波单元(CU)如图1所示。如图所示，发送路径10和接收路径12均在基带处理器和控制器13与无线电收发信机15之间进行通信。发送路径10和接收路径12均要求来自相应的本地振荡器9、11的相应本地振荡器信号TXLO、RXLO。四个分离的独立合成器14、16、18、20用于此目的，它们以“跳步”配置逐个时隙地切换。也就是说，当一个合成器(例如14)正在使用时，其互补合成器16调谐到下一个时隙的所需频率。当下一个时隙开始时，切换器22将传递16的输出作为信号RXLO，合成器14则开始调谐到下一个时隙的频率。发送路径地合成器18、20以相同方式工作。基带处理器和控制器13向各个合成器发送频率控制信号17，而且参考频率Ref也施加到各个合成器上。
图2说明在诸如图1所示的跳频载波单元的本地振荡器中调谐到所需频率和相位的压控振荡器(‘vco’)的输出信号中的相位误差Δφ。图2还表示诸如图1中的9、11所示的本地振荡器的锁相环的相位比较器的典型输出。
在标为1的第一区域，压控振荡器在不同于所需或参考频率的频率上振荡，即Δf≠0。可以看到循环相位误差达到±180°，表示等于参考频率和压控振荡器所产生的频率之差的拍频。随着压控振荡器经控制以达到所需频率，拍频慢下来，最终在第一区间结束时出现最后一个过零点25。vco正提供所需频率而且Δf＝0。但是，vco输出和参考信号之间仍然存在相位误差Δφ≠0。
在图2中标为“2”的第二区间中，本地振荡器的操作使vco信号的相位更接近使分别加到本发明的本地振荡器的相位比较器的输入端的参考信号和反馈信号的相位同步所需的相位，如以下的详细说明所述，逐渐降低Δφ。
到第二阶段结束时，vco输出信号已经与参考信号同相且Δφ＝0。
对于快跳频换能器，应当使第一和第二区间1、2尽量短，使得vco信号尽快能够使用。但是，有效突发、即有效数据发送或接收可能在第二阶段2中开始，这时仍然存在相位误差。这会导致对经相位调制到其RF载波上的基带信号的干扰。
本发明涉及减少如图2所示的vco频率和相位锁定过程的第二区间2的持续时间的方法和装置。如上所述，第二区间中的变化相位误差导致接收信号的基带中的干扰，因为它们通常采用相位调制来编码，而且本地振荡器信号中的相位误差会导致所检测基带信号中的偏移。相位误差还可能导致对发送信号的干扰，它将包含作为视在调制信号的相位误差。
因此，本发明通过把后旋转应用于接收机中的基带信号以及把前旋转应用于发射机中的基带信号，减少第二区间2的持续时间和影响。
也就是说，在与接收路径中本地振荡器信号的相位误差相比的相反方向上，把相移应用于所接收的基带信号，以便对本地振荡器所产生的相位误差进行补偿。在与发送路径中本地振荡器信号的相位误差相比的相反方向上，在发送之前把相移应用于发送基带信号，以便对本地振荡器所产生的相位误差进行补偿。
因此，本发明提供一种用于对跳频解调器中的相位调制的基带信号进行解调的方法，包括以下步骤：接收包含相位调制的基带信号的RF信号；采用本身利用锁相环提供具有时变相位误差的本地振荡器信号的本地振荡器对接收信号进行解调；以及响应解调步骤，产生包含由于相位误差而偏移了误差项的基带信号的解调基带信号。该方法还包括以下步骤：通过与相位旋转项的复数乘法对解调基带信号进行后旋转，从而从解调基带信号中充分消除偏移而产生基带信号。
本发明还提供一种用于对跳频解调器中的基带信号进行相位调制的方法，包括以下步骤：采用本身利用锁相环提供具有时变相位误差的本地振荡器信号的本地振荡器对基带信号进行相位调制；以及响应相位调制步骤，产生包含由于相位误差而偏移了误差项的基带信号的调制基带信号。该方法还包括以下步骤：在相位调制步骤之前，通过与相位旋转项的复数乘法对基带信号进行旋转，从而引入与相位误差所引入的误差项基本上相等且效果相反的误差项，从而基本上消除相位误差所引入的偏移，产生基本上没有偏移的调制基带信号。
响应指明表征锁相环的相位误差的当前值和环路参数的信号的接收，可通过线性预测器来计算相位旋转项。
锁相环的相位比较器可向线性预测器提供指明相位误差的当前值的信号。指明相位误差的当前值的信号可在施加到线性预测器之前被抽样并转换成数字表示。
提供给线性预测器的环路参数可根据本地振荡器信号的所需工作频率来修改。
本发明还提供一种跳频相位解调器，包括：本地振荡器，其中包括以预定频率提供具有时变相位误差的本地振荡器信号的锁相环；接收路径，用于对接收的RF信号进行相位解调以产生包含偏移了对应于相位误差的当前值的误差项的所需基带信号的解调基带信号，锁相环本身包括设置成提供表示相位误差当前值的相位误差信号的相位比较器。解调器还包括复数乘法器，复数乘法器设置成接收解调基带信号以及适合具有与误差项基本相等且效果相反的相位旋转信号，以及设置成执行解调基带信号与相位旋转项的复数乘法，从而获得所需的基带信号。
本发明还提供：跳频相位调制器，包括本身包含以预定频率提供具有时变相位误差的本地振荡器信号的锁相环的本地振荡器；发送路径，用于对接收基带信号进行相位调制，产生包含表示偏移了对应于相位误差当前值的误差项的接收基带信号的调制的调制RF信号；锁相环，其本身包括设置成提供表示相位误差当前值的相位误差信号的相位比较器。调制器还包括复数乘法器，复数乘法器设置成接收所需的基带信号以及调整成具有与误差项基本相等且作用相反的相位旋转信号，以及设置成执行所需基带信号与相位旋转信号的复数乘法，从而在复用器的输出上获得调制RF信号，其中包含基本没有误差项的所需基带信号的调制形式。
这种复用器或分用器还可包括线性预测器和查找表，其中查找表设置成向线性预测器提供表示锁相环特征的环路参数的值，以及线性预测器还设置成接收指明相位误差的当前值的信号，线性预测器还设置成相应地计算相位旋转信号的值。
可响应指明相位误差当前值的信号而计算相位旋转信号。可提供模数转换器，对指明相位误差当前值的信号进行抽样并将其转换成数字表示，所述数字表示施加到线性预测器。
查找表可设置成存储多组环路参数，其中每个对应于本地振荡器信号的特定所需工作频率，查找表还设置成接收指明多组参数中的哪一组应当提供给线性预测器的信号。
参照以下结合附图对某些仅作为示例的实施例的说明，本发明的以上及其它目的、特征和优点将会十分清楚，其中：
图1表示移动电话网络的基站中的跳频收发信机的载波单元的一种已知的体系结构；
图2表示获取所需频率和相位的跳频载波单元中的本地振荡器的输出的相位误差；
图3表示根据本发明的第一实施例的跳频解调器；
图4表示包含在图3的解调器的操作中的信号；
图5表示包含在图6的调制器的操作中的信号；以及
图6表示根据本发明的第二实施例的跳频调制器。
图3表示本发明的第一实施例，其中，后旋转应用于接收路径中的接收基带信号。与图1所示共同的功能带有对应的参考标号。
本地振荡器9为接收通路12产生接收本地振荡器频率RXLO。本地振荡器可以是任何适当的类型，但如图所示，包括参考频率Ref以及包含转移函数Kφ的相位比较器32、转移函数F(s)的环路滤波器33、转移函数Kv/s的提供本地振荡器信号RXLO的vco 34的锁相环，其中除以N的计数器35处于相位比较器32的反馈路径中。
根据本发明的一个方面，相位比较器32所提供的相位误差信号v(t)36由模数转换器(ADC)38转换为数字形式37。
相位误差信号v(t)可表示为v(t)＝Kφ*Φ(t)/(N+Kφ*F(s)*Kv/s)，其中Φ(t)为vco的输出上的相位误差，以及(N+Kφ*F(s)*Kv/s)为锁相环的环路增益。
由于接收基带信号Srx(t)是调制到其RF载波的相位，因此相位误差Φ(t)将通过接收路径12被解调为基带信号的一部分，并且表现为叠加在所需基带信号上。因此，接收路径的输出上所产生的信号40则为Srx(t)*ejΦ(t)。
图4A说明表示音频单音的所需基带信号Srx(t)的示例。
图4B说明根据图2所示的vco调谐操作的第二区间2、幅度随时间衰减的相位误差ejΦ(t)的示例。
图4C表示输出信号40 Srx(t)*ejΦ(t)，它通常由接收链路12响应采用具有如图4B所示的衰减相位误差的本地振荡器信号RXLO进行解码的图4A的基带信号来产生。
根据本发明，采用适合消除解调基带信号中相移误差的复数乘法器来执行对解调基带信号40 Srx(t)*ejΦ(t)的后旋转，从而产生如图4A所示的所需基带信号Srx(t)。这通过把解调基带信号Srx(t)*ejΦ(t)与如图4D所示的相位旋转项44 e-jΦ(t)相乘来获得。
根据本发明的一个方面，基于所存储的环路参数对相位误差电压v(t)进行抽样以及对相应的相位误差Φ(t)进行预测。
虽然v(t)的初始值是随机的，但是只要获得频率锁定，则立即在v(t)和Φ(t)之间存在明确的关系。
再次参照图3，根据本发明的一个实施例，基带处理器和控制器13配备了接收解调基带信号Srx(t)*ejΦ(t)40和相位旋转信号e-jΦ(t)44的复数乘法器42。
由线性预测器46响应数字相位误差信号37以及对应于所选的所需vco频率的环路参数(F，Kv，Kφ)的值而产生相位旋转信号44，其中参数由查找表LUT 48响应指明所需vco频率的控制信号CH来提供。最好是还对各所需vco频率存储稳态vco控制电压V0。查找表48中的值还最好是自校准的，以本领域的技术人员完全了解的方式接收已更新值CAL。
相位旋转信号44按照如下方式产生。
获取频率锁定之后，在vco 34的输出上存在有限相位误差Φ(t)。
相位误差由相位检测器32转换为相位误差电压v(t)36。由ADC 38对相位误差电压进行抽样，产生数字化形式37，然后将其施加到基带处理器13。
在基带处理器中，采用所存储参数和瞬时v(t)值，可方便地逐个抽样值地预测所需的后旋转量e-jΦ(t)。这可从以下表达式看出：
v(t)＝Kφ*Φ(t)/(N+Kφp*F(s)*Kv/s)；
从而得到Φ(t)＝v(t)(N+Kφ*F(s)*Kv/s)/Kφ。
信号v(t)是对线性预测器的输入37；N是常数；以及F(s)、Kv/s和Kφ由查找表提供，使线性预测器46能够计算Φ(t)，从而产生相位旋转信号e-jΦ(t)44。相位旋转信号44应当具有与引入解调基带信号的相位误差相等但相反的幅度。即，复数乘法器42执行以下运算：
Srx(t)*ejΦ(t)*e-jΦ(t)＝Srx(t)
从而提取所需解调信号50。
参照图4A到4D，如图4D所示的相位旋转信号44 e-jΦ(t)与相位误差Φ(t)所引入的如图4B所示的基带偏移相等且相反。通过把解调基带信号40(图4C)与相位旋转信号44(图4D)相乘，消除相位误差偏移(图4B)，提供所需基带信号50(图4A)。
线性预测器根据v(t)现有的抽样值37来计算所需相位旋转信号的值。它执行线性预测以计算相位旋转信号e-jΦ(t)44的适当值，从而时常在相位误差电压v(t)的抽样值之间应用。线性预测器46可由其它适当类型的预测器来代替，同时可能增加成本。
因此，本发明提供对vco输出中的相位误差的补偿，允许在图2所示的vco调谐操作的第二区间2中较早进行通信。
根据本发明的另一个方面，对发送路径10的发送本地振荡器信号TXLO的vco输出中的相位误差提供补偿。这允许在图2所示的vco调谐操作的第二区间2中较早开始传送。
图5A-D说明与本发明的这个方面相关的信号。图6中说明本发明的一个实施例，其中对应于图3的功能带有相应的参考标号。
与参照图3所述的实施例相似，在这种情况下的本地振荡器11向发送路径10提供本地振荡器信号、这里为TXLO。包括相位比较器32、环路滤波器33、vco34以及反馈路径中的除法器35的锁相环按所需频率提供本地振荡器信号TXLO。但是，如图2所示，在本地振荡器输出中将存在某些频率和相位偏移(Δf，Δφ)，同时vco和锁相环设置成所需频率和相位。一旦锁相环在所需频率下工作，则相位比较器32提供指明当前相位误差Φ(t)的相位误差信号v(t)36。这个相位误差信号被抽样，并通过模数转换器(ADC)38转换成数字表示37。
如参照图3的实施例所述，基带处理器和控制器13包括接收数字相位误差信号v(t) 37以及对应于所选的所需vco频率的环路参数(F，Kv，Kφ)的值的线性预测器46，这些参数由查找表LUT 48响应指明所需vco频率的控制信号CH来提供。最好是还在查找表48中对于各个所需vco频率存储稳态vco控制电压V0。查找表48中的值还最好是自校准的，以本领域的技术人员完全了解的方式接收已更新值CAL。
然后，线性预测器46产生预期与发送链路所执行的相位调制中的vco的相位误差的作用相等且相反的相位校正信号e-jΦ(t)。
在图6的实施例中，复数乘法器42接收用于传输的基带信号Stx(t)52(图5A)以及相位旋转信号e-jΦ(t)44(图5B)。由于基带信号Stx(t)不是任何相位误差失真的主体，因此这种复数乘法的作用是对发送路径10产生失真的基带信号54 Stx(t)*e-jΦ(t)(图5C)。然后，发送路径10尝试把基带信号54调制到载波上，供收发信机15传送。但是，由于本地振荡器信号TXLO中的相位误差Φ(t)，使基带信号54(图5C)将通过应用相位误差项ejΦ(t)(图5D)而失真。但是，根据本发明的一个方面，相位误差项(图5D)所产生的失真与已经对原始信号所产生的失真基本相等且相反，所需基带信号Stx(t)(图5A)乘以相位校正信号44 e-jΦ(t)(图5B)，使得最终施加到收发信机15上以供传输的信号包含实质上对应于下式的相位调制基带信号：
Stx(t)*e-jΦ(t)*ejΦ(t)＝Stx(t)
因此，本发明提供有效地缩短用于移动电话基站的载波单元的跳频收发信机中的新接收或发送频率的设置时间的方法和装置。本发明提供对接收的基带信号的后旋转，以便消除还未按预计那样锁相的本地振荡器的vco所导致的相位误差，从而允许在任何特定频隙中更早可以开始接收。同样，本发明提供对用于传送的基带信号的前旋转，以便消除还未按预计那样锁相的发送路径的本地振荡器的vco所引入的相位误差，从而允许在任何特定频隙中更早开始传送。整体作用是允许具有频率之间快速切换的快速通信，或者允许更简易、低成本的振荡器与现有通信速度配合使用。
虽然已经参照有限数量的特定示例对本发明进行了描述，但在本发明的范围之内可进行许多修改和更改。例如，本发明不限于移动电话应用。相反，它可应用于需要跳频载波的快速调制的其它通信系统。特定实施例中所述的线性预测器可用任何其它适当类型的预测器来代替。本地振荡器可以是共同未决的UK专利申请GB0120641.6中所述的类型，或者可以是能够提供相位误差电压v(t)的任何类型。