一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法.pdf

摘要
申请专利号：	CN201210245771.8	申请日：	2012.07.17
公开号：	CN102820903A	公开日：	2012.12.12
当前法律状态：	实审	有效性：	审中
法律详情：	发明专利申请公开后的视为撤回IPC(主分类):H04B1/7075申请公开日:20121212\|\|\|实质审查的生效IPC(主分类):H04B 1/7075申请日:20120717\|\|\|公开
IPC分类号：	H04B1/7075(2011.01)I; H04B1/7093(2011.01)I	主分类号：	H04B1/7075
申请人：	中国航天科工集团第三研究院第八三五七研究所
发明人：	李云涌; 李永翔; 庞鹏翔
地址：	300308 天津市空港经济区保税路357号
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内容摘要

本发明属于无线数据链领域，涉及一种相关数据链的快速捕获与同步方法，尤其是一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法。目的是在相位和频率二维空间内同时进行搜索，最终达到快速捕获与同步。该方法为：输入信号x(k)经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号y(k)，再利用输出信号y(k)与理想输出信号d(k)的差值动态自适应的调整滤波器系数Wn(k)；每个滤波器系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号x(k)与系数Wn(k)先进行有符号数乘法运算，再进行加/减运算以及延时单元运算。本方法与现有方法相比，在大频偏的通信环境下可以快速有效的捕获信号。

权利要求书

1：一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：输入信号 x(k) 经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号 y(k)，再利用输出信号 y(k) 与理想输出信号 d(k) 的差值动态自适应的调整滤波器系数 Wn(k) ；每个滤波器系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号 x(k) 与系数 Wn(k) 先进行有符号数乘法运算，再进行加 / 减运算以及延时单元运算。
2：根据权利要求 1 所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：采用最小均方方法更新系数，更新方程为： Wn(k+1) ＝ Wn(k)+2μe(k)x(k) 其中， Wn(k) 是折叠匹配滤波器的系数， x(k) 是折叠匹配滤波器的输入信号， e(k) 是输出值与理想值的差值， μ 是收敛因子。
3：根据权利要求 2 所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：所述系数 Wn(k) 的初始值为 1 或 -1。
4：根据权利要求 1-3 所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：所述理想输出信号 d(k) 计算方法为：扩频因子 N 乘以输入信号 x(k) 的最佳采样值，所述 x(k) 最佳采样值为最大有符号数。

说明书

一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法
    技术领域本发明属于无线数据链领域，涉及一种相关数据链的快速捕获与同步方法，尤其是一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法。
     背景技术在无线通信环境中，信道的多径效应产生的大尺度衰落对通信质量造成非常严重的影响，而直接序列扩频技术在一定程度上克服了多径效应，这也是直接序列扩频技术普遍应用于无线数据链领域的原因之一。目前针对直接序列扩频信号的捕获普遍采用了折叠匹配滤波器算法，该算法捕获时间短，资源利用率高，如果系统不存在较大的频偏影响，捕获效果出色。折叠匹配滤波器结构如图 2 所示，其特点是扩频码按照 1 或 0 存储在 1bit 的伪码寄存器中，数据输入速率与计算输出结果均与扩频码速率相同，理论上系统计算一个符号周期即可捕获到伪码的相关峰值。但是当存在较大频偏时 ( 频偏大于数据符号的 1/2)，该匹配滤波器无法正常工作，即捕获失败。
     但在某些应用场合，如 GPS 信号接收，多普勒频移产生的大频偏对通信的影响将非常严重，如果不采取措施，无线数据链系统将无法正常工作。为了解决这一难题，以 GPS 接收机为代表的接收机系统采用了基于相位和频率的二维 FFT 运算，但是采用此方法需要对频偏范围进行 “频率井” 的划分，在频域上实际进行了分区域搜索，这就大大降低了系统捕获和同步的时间，以 GPS 接收机为例，其捕获和同步时间是以秒级为单位的。可见 GPS 捕获算法适用于连续信号的捕获，如果通信方式为猝发通信模式，信号发送时间短促，又存在较大的频偏影响，该现有方法无法完成捕获任务。
     发明内容
     本发明的目的在于提供一种适用于高动态大频偏的通信环境下的捕获方法，在相位和频率二维空间内同时进行搜索，最终达到快速捕获与同步的目的。
     本发明所采用的技术方案是：
     一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，输入信号 x(k) 经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号 y(k)，再利用输出信号 y(k) 与理想输出信号 d(k) 的差值动态自适应的调整滤波器系数 Wn(k) ；每个滤波器系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号 x(k) 与系数 Wn(k) 先进行有符号数乘法运算，再进行加 / 减运算以及延时单元运算。
     如上所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其中：采用最小均方方法更新系数，更新方程为：
     Wn(k+1) ＝ Wn(k)+2μe(k)x(k)
     其中， Wn(k) 是折叠匹配滤波器的系数， x(k) 是折叠匹配滤波器的输入信号， e(k) 是输出值与理想值的差值， μ 是收敛因子。
     如上所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其中：所述系数 Wn(k) 的初始值为 1 或 -1。
     如上所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其中：所述理想输出信号 d(k) 计算方法为：扩频因子 N 乘以输入信号 x(k) 的最佳采样值，所述 x(k) 最佳采样值为最大有符号数。
     本发明的有益效果是：
     (1) 将本发明提出的方法应用于数据链系统，数据链系统采用直接扩频体制，能够实现最大频偏为信息符号速率的 5 倍，捕获和同步时间不大于 10ms。
     (2) 本算法与目前其他算法相比，具有算法难度适中，资源开销较小，捕获与同步快，易于 FPGA 实现的特点。
     (3) 通过采用折叠匹配滤波器，并用多比特表示滤波器每个系数，使折叠匹配滤波器的系数与伪随机码和频率同时具有相关性，成功完成捕获任务。附图说明
     图 1 是本发明提出的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法的系统示意图；
     图 2 是普通的折叠匹配滤波器结构示意图；
     图 3 是本发明提出的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法所采用的改进折叠匹配滤波器结构示意图；
     图 4 针对方法收敛性仿真的结果图。具体实施方式
     下面结合附图和实施例对本发明提供的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法进行介绍：
     如图 1 所示，一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，输入信号 x(k) 经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号 y(k)，再利用输出信号 y(k) 与理想输出信号 d(k) 的差值动态自适应的调整滤波器系数 Wn(k) ；每个系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号 x(k) 与系数 Wn(k) 进行有符号数乘法运算，再进行加 / 减运算以及延时单元运算。
     如图 2 所示，现有折叠匹配滤波器的系数与通常的滤波器 ( 如窄带滤波器、成型滤波器等 ) 相比，系数有所不同，这是因为折叠匹配滤波器的系数是用于与伪随机码进行卷积运算，即与伪随机码具有相关性。但伪码寄存器 ( 即图中 code0， code1...) 只存储简单的 1 或 0 的 1bit 伪码，缺少与频率的相关性。
     因此，使折叠匹配滤波器原有的伪码寄存器将不再存储简单的 1 或 0 的 1bit 伪码，而是存储具有一定位宽、数值可变的系数 Wn(k)，如图 3 所示。其中，每个系数用多比特表示，最高位为符号位；且输入信号 x(k) 不再与伪随机码进行异或运算，而是按照有符号数乘法进行运算。
     为了能够在大频偏下捕获到正确的伪码相关峰值，需根据滤波器输出信号 y(k) 与理想输出信号 d(k) 的差值动态自适应调整滤波器系数 Wn(k)，最终达到误差信号最小的结果，此时匹配滤波器输出即为伪码相关峰值，捕获成功。考虑到计算的复杂度，收敛时间，以及收敛结果的无偏性，采用的 LMS( 最小均方 ) 方法，更新方程为：
     Wn(k+1) ＝ Wn(k)+2μe(k)x(k)
     其中， Wn(k) 是折叠匹配滤波器的动态系数， x(k) 是折叠匹配滤波器的输入数据， e(k) 是输出值与理想值的差值，即误差。μ 是收敛因子。
     步骤具体如下：
     1) 初始化： x(0) ＝ w(0) ＝ [00… 0]T
     2) 若 k ≥ 0，则
     e(k) ＝ d(k)-xT(k)Wn(k)
     Wn(k+1) ＝ Wn(k)+2μe(k)x(k)
     Wn(k) 的初始值并非置为 0，而是 ±1，这可以减少到达最优解 w0 所需的迭代次数，可见当信道频偏为 0 时，该滤波器退化为普通匹配滤波器。
     d(k) 是理想状态下扩频码的相关峰值，具体值的计算可以为扩频因子 N 乘以输入数据 x(k) 最佳采样值，在本方法中将 x(k) 最佳采样值近似认为是最大有符号数。而收敛因子 μ 则决定系统的收敛性与收敛速度，通过仿真和实际调试确定 μ ＝ 2-6。仿真结果如图4：通过仿真可以证明在频偏最大为符号速率 5 倍的情况下该滤波器可以在 20 个符号周期内收敛，通过实际调试证实该系统在最大频偏环境下捕获时间小于 8ms，完全满足系统要求。
     本方法与现有方法相比，在大频偏的通信环境下可以快速有效的捕获信号。

资源描述

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1、(10)申请公布号 CN 102820903 A(43)申请公布日 2012.12.12CN102820903A*CN102820903A*(21)申请号 201210245771.8(22)申请日 2012.07.17H04B 1/7075(2011.01)H04B 1/7093(2011.01)(71)申请人中国航天科工集团第三研究院第八三五七研究所地址 300308 天津市空港经济区保税路357号(72)发明人李云涌李永翔庞鹏翔(54) 发明名称一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法(57) 摘要本发明属于无线数据链领域，涉及一种相关数据链的快速捕获与同步方法，尤其是一种适用。

2、于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法。目的是在相位和频率二维空间内同时进行搜索，最终达到快速捕获与同步。该方法为：输入信号x(k)经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号y(k)，再利用输出信号y(k)与理想输出信号d(k)的差值动态自适应的调整滤波器系数Wn(k)；每个滤波器系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号x(k)与系数Wn(k)先进行有符号数乘法运算，再进行加/减运算以及延时单元运算。本方法与现有方法相比，在大频偏的通信环境下可以快速有效的捕获信号。(51)Int.Cl.权利要求书1页说明书3页附图2页(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书 1。

3、页说明书 3 页附图 2 页1/1页21.一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：输入信号x(k)经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号y(k)，再利用输出信号y(k)与理想输出信号d(k)的差值动态自适应的调整滤波器系数Wn(k)；每个滤波器系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号x(k)与系数Wn(k)先进行有符号数乘法运算，再进行加/减运算以及延时单元运算。2.根据权利要求1所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：采用最小均方方法更新系数，更新方程为：Wn(k+1)Wn(k)+2e(k)x(k)其中，Wn(k)是折叠匹配滤波器的系。

4、数，x(k)是折叠匹配滤波器的输入信号，e(k)是输出值与理想值的差值，是收敛因子。3.根据权利要求2所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：所述系数Wn(k)的初始值为1或-1。4.根据权利要求1-3所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其特征在于：所述理想输出信号d(k)计算方法为：扩频因子N乘以输入信号x(k)的最佳采样值，所述x(k)最佳采样值为最大有符号数。权利要求书CN 102820903 A1/3页3一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法技术领域0001 本发明属于无线数据链领域，涉及一种相关数据链的快速捕获与同步方法，尤。

5、其是一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法。背景技术0002 在无线通信环境中，信道的多径效应产生的大尺度衰落对通信质量造成非常严重的影响，而直接序列扩频技术在一定程度上克服了多径效应，这也是直接序列扩频技术普遍应用于无线数据链领域的原因之一。目前针对直接序列扩频信号的捕获普遍采用了折叠匹配滤波器算法，该算法捕获时间短，资源利用率高，如果系统不存在较大的频偏影响，捕获效果出色。折叠匹配滤波器结构如图2所示，其特点是扩频码按照1或0存储在1bit的伪码寄存器中，数据输入速率与计算输出结果均与扩频码速率相同，理论上系统计算一个符号周期即可捕获到伪码的相关峰值。但是当存在较大频偏时(频偏大于。

6、数据符号的1/2)，该匹配滤波器无法正常工作，即捕获失败。0003 但在某些应用场合，如GPS信号接收，多普勒频移产生的大频偏对通信的影响将非常严重，如果不采取措施，无线数据链系统将无法正常工作。为了解决这一难题，以GPS接收机为代表的接收机系统采用了基于相位和频率的二维FFT运算，但是采用此方法需要对频偏范围进行“频率井”的划分，在频域上实际进行了分区域搜索，这就大大降低了系统捕获和同步的时间，以GPS接收机为例，其捕获和同步时间是以秒级为单位的。可见GPS捕获算法适用于连续信号的捕获，如果通信方式为猝发通信模式，信号发送时间短促，又存在较大的频偏影响，该现有方法无法完成捕获任务。发明内容0。

7、004 本发明的目的在于提供一种适用于高动态大频偏的通信环境下的捕获方法，在相位和频率二维空间内同时进行搜索，最终达到快速捕获与同步的目的。0005 本发明所采用的技术方案是：0006 一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，输入信号x(k)经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号y(k)，再利用输出信号y(k)与理想输出信号d(k)的差值动态自适应的调整滤波器系数Wn(k)；每个滤波器系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号x(k)与系数Wn(k)先进行有符号数乘法运算，再进行加/减运算以及延时单元运算。0007 如上所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其中：采。

8、用最小均方方法更新系数，更新方程为：0008 Wn(k+1)Wn(k)+2e(k)x(k)0009 其中，Wn(k)是折叠匹配滤波器的系数，x(k)是折叠匹配滤波器的输入信号，e(k)是输出值与理想值的差值，是收敛因子。0010 如上所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其中：所述系说明书CN 102820903 A2/3页4数Wn(k)的初始值为1或-1。0011 如上所述的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，其中：所述理想输出信号d(k)计算方法为：扩频因子N乘以输入信号x(k)的最佳采样值，所述x(k)最佳采样值为最大有符号数。0012 本发明的有益效果是。

9、：0013 (1)将本发明提出的方法应用于数据链系统，数据链系统采用直接扩频体制，能够实现最大频偏为信息符号速率的5倍，捕获和同步时间不大于10ms。0014 (2)本算法与目前其他算法相比，具有算法难度适中，资源开销较小，捕获与同步快，易于FPGA实现的特点。0015 (3)通过采用折叠匹配滤波器，并用多比特表示滤波器每个系数，使折叠匹配滤波器的系数与伪随机码和频率同时具有相关性，成功完成捕获任务。附图说明0016 图1是本发明提出的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法的系统示意图；0017 图2是普通的折叠匹配滤波器结构示意图；0018 图3是本发明提出的一种适用于大频偏无线信道。

10、下自适应匹配滤波器方法所采用的改进折叠匹配滤波器结构示意图；0019 图4针对方法收敛性仿真的结果图。具体实施方式0020 下面结合附图和实施例对本发明提供的一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法进行介绍：0021 如图1所示，一种适用于大频偏无线信道下自适应匹配滤波器方法，输入信号x(k)经自适应折叠匹配滤波器得到输出信号y(k)，再利用输出信号y(k)与理想输出信号d(k)的差值动态自适应的调整滤波器系数Wn(k)；每个系数用多比特表示，其中最高位为符号位；所述输入信号x(k)与系数Wn(k)进行有符号数乘法运算，再进行加/减运算以及延时单元运算。0022 如图2所示，现有折叠匹配。

11、滤波器的系数与通常的滤波器(如窄带滤波器、成型滤波器等)相比，系数有所不同，这是因为折叠匹配滤波器的系数是用于与伪随机码进行卷积运算，即与伪随机码具有相关性。但伪码寄存器(即图中code0，code1.)只存储简单的1或0的1bit伪码，缺少与频率的相关性。0023 因此，使折叠匹配滤波器原有的伪码寄存器将不再存储简单的1或0的1bit伪码，而是存储具有一定位宽、数值可变的系数Wn(k)，如图3所示。其中，每个系数用多比特表示，最高位为符号位；且输入信号x(k)不再与伪随机码进行异或运算，而是按照有符号数乘法进行运算。0024 为了能够在大频偏下捕获到正确的伪码相关峰值，需根据滤波器输出信号y。

12、(k)与理想输出信号d(k)的差值动态自适应调整滤波器系数Wn(k)，最终达到误差信号最小的结果，此时匹配滤波器输出即为伪码相关峰值，捕获成功。说明书CN 102820903 A3/3页50025 考虑到计算的复杂度，收敛时间，以及收敛结果的无偏性，采用的LMS(最小均方)方法，更新方程为：0026 Wn(k+1)Wn(k)+2e(k)x(k)0027 其中，Wn(k)是折叠匹配滤波器的动态系数，x(k)是折叠匹配滤波器的输入数据，e(k)是输出值与理想值的差值，即误差。是收敛因子。0028 步骤具体如下：0029 1)初始化：x(0)w(0)000T0030 2)若k0，则0031 e(。

13、k)d(k)-xT(k)Wn(k)0032 Wn(k+1)Wn(k)+2e(k)x(k)0033 Wn(k)的初始值并非置为0，而是1，这可以减少到达最优解w0所需的迭代次数，可见当信道频偏为0时，该滤波器退化为普通匹配滤波器。0034 d(k)是理想状态下扩频码的相关峰值，具体值的计算可以为扩频因子N乘以输入数据x(k)最佳采样值，在本方法中将x(k)最佳采样值近似认为是最大有符号数。而收敛因子则决定系统的收敛性与收敛速度，通过仿真和实际调试确定2-6。仿真结果如图4：0035 通过仿真可以证明在频偏最大为符号速率5倍的情况下该滤波器可以在20个符号周期内收敛，通过实际调试证实该系统在最大频偏环境下捕获时间小于8ms，完全满足系统要求。0036 本方法与现有方法相比，在大频偏的通信环境下可以快速有效的捕获信号。说明书CN 102820903 A1/2页6图1图2说明书附图CN 102820903 A2/2页7图3图4说明书附图CN 102820903 A。

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