接收设备、 接收方法和通信系统 【技术领域】
本发明涉及用于在 MIMO 系统中进行通信的接收设备、 接收方法和通信系统。背景技术 在诸如移动电话系统等无线通信中， 作为在不扩宽频带的情况下增强传输速度的 技术， 用于使用多根发送天线和接收天线执行空间复用传输的 MIMO( 多输入多输出 ) 传输 已众所周知。
图 18 是示出了 MIMO 传输的发送设备的配置的框图。发送设备包括串并转换器 5001、 调制器 5002-1 到 5002-T、 发送器 5003-1 到 5003-T 以及发送天线 5004-1 到 5004-T。
首先， 串并转换器 5001 对传输比特序列进行串并转换， 以将其分成 T 个比特序列。 相关的调制器 5002-1 到 5002-T 将比特序列映射到诸如 QPSK( 正交相移键控 )、 16QAM( 正 交幅度调制 ) 之类的调制符号上。通过发送器 5003-1 到 5003-T 将作为发送信号的调制符 号转换至射频， 并在相同的频率上以相同的定时从相关的发送天线 5004-1 到 5004-T 对其 进行发送。
图 19 是示出了 MIMO 传输的接收设备的配置的框图。接收设备包括接收天线 5101-1 到 5101-R、 接收器 5102-1 到 5102-R、 信号检测器 5103 以及信道估计器 5104。
接收天线 5101-1 到 5101-R 接收具有空间复用形式的发送信号。对应的接收器 5102-1 到 5102-R 将接收天线 5101-1 到 5101-R 所获取的接收波从射频变换成基带， 以作为 接收信号输出。信号检测器 5103 基于接收信号和从信道估计器 5104 获得的信道估计值对 发送信号进行检测， 并输出传输比特序列的判决值。信道估计器 5104 基于用于信道估计的 已知训练信号和接收信号来估计传输信道的冲激响应。
信号检测器 5103 从以发送信号的空间复用形式给出的接收信号中检测独立的发 送信号。作为优选检测方案， 使用 MLD( 最大似然检测 )。首先， 将接收信号表示如下 ：
[ 数学式 1]
y ＝ Hs+n (1) T
y ＝ [y1… yR] (2)
s ＝ [s1… sT]T (4) T
n ＝ [n1… nR] (5)
在此， y 是 R 维的接收信号向量， 以在单根天线上接收到的接收信号作为其分量， H 是 R 行 T 列的信道矩阵， 以发送天线和接收天线之间的信道冲激响应作为该信道矩阵的元 素， s 是 T 维的发送信号向量， 以从单根天线发送的发送信号作为其分量， n 是 R 维的噪声 T 向量， 以单根接收天线处的噪声作为其分量。上标 “” 表示矩阵的转置。MLD 遵循以下的准
侧， 基于接收信号、 信道估计值和发送信号候选来对发送信号进行检测 ：
[ 数学式 2]
在此， s~ 是检测到的 T 维发送信号向量， H~ 是 R 行 T 列的信道估计矩阵， 以所估 计的信道冲激响应作为其分量， s^ 是发送信号的候选。s^ 涉及在发送侧发送的所有信号模 式。在 MLD 中， 基于与接收信号最接近或者使以下度量最小化的发送信号候选 ：
[ 数学式 3]
从发送信号的所有候选中确定传输比特， 以将其作为判决值输出。采用这种方式， 由于在 MLD 中计算了与所有发送信号候选的数目一样多的度量， 可能获得最优的性能， 然而该方法具有计算量大的问题。在之后提到的非专利文献 1 中有 关于 MLD 的描述。
作为可以降低计算量的次优检测方案， 存在线性接收方案， 例如 ZF( 迫零 )、 MMSE( 最小均方误差 )。通过如下将接收信号与 T 行 R 列的权重系数矩阵相乘来执行线性 接收方案 ：
[ 数学式 4]
H 在此， 表示复共轭转置矩阵， σn2 表示噪声功率， IT 表示 T 行 T 列的单位矩阵。通 过对等式 (7) 中 x^ 进行硬判决， 可以获得传输比特序列。采用这种方式， 在线性接收方案 中， 实质上将发送信号的候选的数目缩减为 1， 以使得与 MLD 中计算量相比， 可以急剧地降 低计算量。在之后提到的非专利文献 2 中可以找到关于线性接收方案的描述。基于 ZF， 权重系数矩阵 W 按下式给出 [ 数学式 5]基于 MMSE， 该矩阵按下式给出 [ 数学式 6]然而， 线性接收方案在一方面可以急剧地降低计算量， 但在另一方面导致了噪声 增强， 存在使接收性能退化的问题。
关于 MLD， 存在通过沿作为接收性能退化的方向的噪声增强的方向进行搜索的， 从 而可以获得优选的接收性能， 同时减少发送信号的候选， 因而显著地降低计算量的技术。 在 下面提到的专利文献 1 中描述了该技术。
图 20 是示出了专利文献 1 中示出的信号检测器 5103 的配置的框图。专利文献 1 中的信号检测器 5103 包括发送信号候选产生器 5200、 度量产生器 5206 和最小度量检测器 5207。发送信号候选产生器 5200 包括初始信号产生器 5201、 求和器 5202-1 到 5202-T、 量 化器 5203-1 到 5203-T、 并串转换器 5204 和更新值处理器 5205。初始信号候选产生器 5200 产生发送信号候选。初始信号产生器 5201 通过将接收信号与基于 ZF 或 MMSE 作为等式 (8)
或等式 (9) 给出的权重相乘来产生初始信号。求和其 5202-1 到 5202-T 每一个都将初始信 号与从更新值处理器 5205 获得的更新值相加。在量化器 5203-1 到 5203-T 处对相加结果 进行硬判决， 然后并串转换器 5204 将其并串转换成发送信号候选。
更新值处理器 5205 根据以下等式， 由接收信号、 初始信号和信道估计值确定更新 值。假定更新值是 u， 通过以下等式确定 u
[ 数学式 7]
u ＝ μrv (101)
在此， q 是等于或大于 1 的整数， y 是接收信号向量， s^(0) 是初始信号的硬判决结 果。(x^)t 和 (v)t 分别是 x^ 和 v 的第 t 个元素。针对每一个 t， a(m) 可以取 M 个值， M是 用于调制的多值数。由于通过将更新值与初始信号相加， 然后对和进行硬判决来获得发送 信号候选， 故获得了和 μr 的数目一样多的候选， 即 TM 个候选。对所获得的 TM 个候选进行 T 最大似然检测。在传统 MLD 中， 执行针对 M 个候选的度量计算。与之相对， 可以急剧地降 低发送信号候选的数目。 此外， 由于通过考虑噪声增强来搜索发送信号候选， 可以选取与实 际发送信号接近的候选。相应地， 可以抑制接收性能的退化， 同时急剧地削减计算量。
专利文献 1 ：
待审日本专利申请 2007-300586
非专利文献 1 ：
X.Zhu and R.D.Murch ， “Performance analysis of maximum likelihood detection in a MIMO antenna system“ ，IEEE Transaction on Communications， vol.50， no.2， pp.187-191， February 2002.
非专利文献 2 ：
Simon Haykin， Adaptive Filter Theory The Third Edition， published by Prentice-Hall 1996
发明内容 本发明所要解决的问题
在通信系统中， 通常执行纠错编码以改进接收性能。作为可以呈现出良好的纠错 编码性能的方案之一， 对作为比特可靠性信息的对数似然率 (LLR， Log Likelihood Ratio) 执行纠错解码的软判决纠错解码已众所周知。为了执行软判决纠错解码， 有必要在 MIMO 信 号的检测后计算比特 LLR。然而， 在专利文献 1 所公开的技术中， 没有考虑到比特 LLR 的计 算。
本发明是鉴于以上情况进行设计的， 因此本发明的目标是提供在使用软判决纠错 编码的 MIMO 通信系统中使用的接收设备、 接收方法和通信系统， 其可以提供良好的接收性 能， 同时减少计算量。
解决问题的方案
本发明在于一种用于在 MIIMO 系统中进行通信的接收设备， 包括 ： 信道估计器， 用 于计算信道估计值 ； 信号检测器， 用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比 ； 以 及解码器， 用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理， 其特征在于， 所述信号检测器包 括： 发送信号候选产生器， 用于产生发送信号候选 ； 度量产生器， 用于产生关于所述发送信 号候选的度量 ； 以及似然处理器， 用于将生成度量中的最小度量的发送信号候选确定为最 大似然序列， 并计算所述最大似然序列的比特对数似然比， 所述发送信号候选产生器包括 ： 初始信号产生器， 用于产生初始信号 ； 更新值处理器， 用于确定初始信号的更新值 ； 求和 器， 用于将所述初始信号与所述更新值相加 ； 以及量化器， 用于对来自于所述求和器的和执 行硬判决， 以产生所述发送信号候选， 以及所述更新值处理器包括 ： 搜索方向产生器， 用于 至少基于所述信道估计值， 计算接收性能退化的方向 ； 步长产生器， 用于基于所述初始信号 和所述接收性能退化的方向来计算步长 ； 以及更新值产生器， 用于根据所述接收性能退化 的方向和所述步长计算所述更新值。
所述设备的特征在于， 初始信号产生器通过将所述接收信号与根据所述信道估计 值计算的权重系数相乘来产生所述初始信号， 或者根据从所述解码器输出的比特对数似然 比来产生发送信号副本， 并将所述副本设置为所述初始信号。 所述设备的特征在于， 所述搜索方向产生器基于所述权重系数， 计算指示噪声增 强的至少一个方向， 作为所述接收性能退化的方向。
所述设备的特征在于， 所述搜索方向产生器通过幂法来计算指示噪声增强的至少 一个方向。
所述设备的特征在于， 所述搜索方向产生器还对所述初始信号进行硬判决， 并基 于硬判决结果的度量的梯度来计算指示噪声增强的方向。
所述设备的特征在于， 所述似然处理器通过进一步考虑从所述解码器输出的比特 对数似然比来确定所述比特对数似然比。
所述设备的特征在于， 所述步长产生器产生步长， 使得所述初始信号将被更新至 不同的硬判决区域。
所述设备的特征在于， 所述似然处理器根据所述步长产生简化度量， 并确定生成 最小简化度量的最大似然序列的反转比特序列， 并且根据所述反转比特序列和所述最大似 然序列的度量计算所述比特对数似然比。
所述设备的特征在于， 所述似然处理器包括 ： 固定信号消除器， 用于移除包括所述 最大似然序列的反转比特在内的信号 ； 发送信号候选产生器， 用于产生针对来自于固定信 号消除器的输出的发送信号候选 ； 度量产生器， 用于产生发送信号候选的度量 ； 以及似然 计算器， 将所述度量中最小的度量确定为反转比特的度量， 并根据所述反转比特的度量和 所述最大似然序列的度量计算所述比特对数似然比。
此外， 本发明在于一种用于在 MIMO 系统中进行通信的接收设备， 包括 ： 信道估计 器， 用于计算信号估计值 ； 信号检测器， 用于根据接收信号计算发送信号的比特对数似然 比； 以及解码器， 用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理， 其特征在于， 所述信号检 测器包括 ： 近似度量产生器以及似然处理器， 所述近似度量产生器包括 ： 固定信号消除器， 用于移除在特定发送天线处固定的调制信号 ； 发送信号候选产生器， 用于产生针对来自于
固定信号消除器的输出的发送信号候选 ； 度量产生器， 用于计算所述发送信号候选的度量 ； 以及最小度量产生器， 用于确定所述度量中的最小度量， 所述似然处理器根据从所述近似 度量产生器输出的度量计算所述最大似然序列的比特对数似然比， 所述发送信号候选产生 器包括 ： 初始信号产生器， 用于产生初始信号 ； 更新值处理器， 用于确定针对初始信号的更 新值 ； 求和器， 用于将所述初始信号与所述更新值相加 ； 以及量化器， 用于对来自于所述求 和器的和执行硬判决， 以产生所述发送信号候选， 以及所述更新值处理器包括 ： 搜索方向产 生器， 用于至少基于所述信道估计值， 计算接收性能退化的方向 ； 步长产生器， 用于基于所 述初始信号和所述接收性能退化的方向来计算步长 ； 以及更新值产生器， 用于根据所述接 收性能退化的方向和所述步长来计算所述更新值。
所述设备的特征在于， 初始信号产生器通过将所述接收信号与根据所述信道估计 值计算的权重系数相乘来产生所述初始信号， 或者根据从所述解码器输出的比特对数似然 比来产生发送信号副本， 并将所述副本设置为所述初始信号。
所述设备的特征在于， 所述搜索方向产生器通过使用幂法， 基于所述权重系数， 计 算指示最大噪声增强的方向。
所述设备的特征在于， 所述搜索方向产生器对所述初始信号进行硬判决， 并基于 硬判决结果的度量的梯度来计算噪声增强方向。 所述设备的特征在于， 所述似然处理器通过进一步考虑从所述解码器输出的比特 对数似然比来确定所述比特对数似然比。
此外， 本发明是一种用于在 MIMO 系统中进行通信的接收设备中的接收方法， 包 括： 信道估计步骤， 通过信道估计装置计算信道估计值的 ； 信号检测步骤， 通过信号检测装 置根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比 ； 以及解码步骤， 通过解码装置执行针对 比特对数似然比的纠错解码处理， 以及其特征在于， 所述信号检测步骤包括 ： 发送信号候选 产生步骤， 产生发送信号候选 ； 度量产生步骤， 产生关于所述发送信号候选的度量 ； 以及似 然处理步骤， 将生成度量中的最小度量的发送信号候选来确定为所述最大似然序列， 并计 算所述最大似然序列的比特对数似然比， 所述发送信号候选产生步骤包括 ： 初始信号产生 步骤， 产生初始信号 ； 更新值处理步骤， 确定所述初始信号的更新值 ； 求和步骤， 将所述初 始信号和所述更新值相加 ； 以及量化步骤， 对来自于求和器的和执行硬判决， 以产生所述发 送信号候选， 以及所述更新值处理步骤包括 ： 搜索方向产生步骤， 至少基于所述信道估计值 来计算噪声增强方向 ； 步长产生步骤， 基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长 ； 以及更新值产生步骤， 根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。
此外， 本发明在于一种用于在 MIMO 系统中进行通信的接收设备中的接收方法， 包 括： 信道估计步骤， 通过信道估计装置计算信道估计值 ； 信号检测步骤， 通过信号检测装置 根据接收信号计算发送信号的比特对数似然比 ； 以及解码步骤， 通过解码装置执行针对比 特对数似然比的纠错解码处理， 以及其特征在于， 所述信号检测步骤包括 ： 近似度量产生步 骤和似然处理步骤， 所述近似度量产生步骤包括 ： 固定信号消除步骤， 移除在特定发送天线 处固定的调制信号 ； 发送信号候选产生步骤， 产生针对来自于固定信号消除装置的输出的 发送信号候选 ； 度量产生步骤， 计算所述发送信号候选的度量 ； 以及最小度量产生步骤， 确 定所述度量中的最小度量 ； 所述似然处理步骤根据从近似度量产生装置输出的度量计算所 述最大似然序列的比特对数似然比， 所述发送信号候选产生步骤包括 ： 初始信号产生步骤，
产生初始信号 ； 更新值处理步骤， 确定所述初始信号的更新值 ； 求和步骤， 将所述初始信号 和所述更新值相加 ； 以及量化步骤， 对相加步骤中的和执行硬判决， 以产生所述发送信号候 选， 以及所述更新值处理步骤包括 ： 搜索方向产生步骤， 至少基于所述信道估计值来计算噪 声增强方向 ； 步长产生步骤， 基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长 ； 以及更 新值产生步骤， 根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。
本发明在于包括用于在 MIMO 系统中进行通信的发送设备和接收设备的通信系 统， 并且其特征在于， 所述发送设备从多根发送天线发送至少两个彼此不同的数据， 以及所 述接收设备包括 ： 信道估计器， 用于计算信号估计值 ； 信号检测器， 用于根据接收信号计算 发送信号的比特对数似然比 ； 以及解码器， 用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理， 以确定从所述发送设备发送的数据， 其特征在于所述信号检测器包括 ： 发送信号候选产生 器， 用于产生发送信号候选 ； 度量产生器， 用于产生关于所述发送信号候选的度量 ； 以及似 然处理器， 用于将生成度量中的最小度量的发送信号候选确定为最大似然序列， 并计算所 述最大似然序列的比特对数似然比， 所述发送信号候选产生器包括 ： 初始信号产生器， 用于 产生初始信号 ； 更新值处理器， 用于确定针对初始信号的更新值 ； 求和器， 用于将所述初始 信号与所述更新值相加 ； 以及量化器， 用于对来自于所述求和器的和执行硬判决， 以产生所 述发送信号候选， 以及所述更新值处理器包括 ： 搜索方向产生器， 用于至少基于所述信道估 计值来计算噪声增强方向 ； 步长产生器， 用于基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计 算步长 ； 以及更新值产生器， 用于根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。 本发明还在于包括用于在 MIMO 系统中进行通信的发送设备和接收设备的通信系 统， 并且其特征在于， 所述发送设备从多根发送天线发送至少两个彼此不同的数据， 以及所 述接收设备包括 ： 信道估计器， 用于计算信号估计值 ； 信号检测器， 用于根据接收信号计算 发送信号的比特对数似然比 ； 以及解码器， 用于执行针对比特对数似然比的纠错解码处理， 以确定从所述发送设备发送的数据， 所述信号检测器包括 ： 近似度量产生器以及似然处理 器， 所述近似度量产生器包括 ： 固定信号消除器， 用于移除在特定发送天线处固定的调制 信号 ； 发送信号候选产生器， 用于产生针对来自于固定信号消除器的输出的发送信号候选 ； 度量产生器， 用于计算所述发送信号候选的度量 ； 以及最小度量产生器， 用于确定所述度量 中的最小度量 ； 所述似然处理器根据从所述近似度量产生器输出的度量来计算所述最大似 然序列的比特对数似然比， 所述发送信号候选产生器包括 ： 初始信号产生器， 用于产生初始 信号 ； 更新值处理器， 用于确定针对初始信号的更新值 ； 求和器， 用于将所述初始信号与所 述更新值相加 ； 以及量化器， 用于对来自于所述求和器的和执行硬判决， 以产生所述发送信 号候选， 以及所述更新值处理器包括 ： 搜索方向产生器， 用于至少基于所述信道估计值来计 算噪声增强方向 ； 步长产生器， 用于基于所述初始信号和所述噪声增强方向来计算步长 ； 以及更新值产生器， 用于根据所述噪声增强向量和步长计算所述更新值。
发明的有益效果
根据本发明， 由于将生成发送信号候选的度量中的最小度量的发送信号候选确定 为最大似然序列， 并且计算了最大似然序列的比特对数似然比， 可以执行软判决纠错解码 从而提高接收性能。
由于搜索方向产生器基于根据信道估计值计算的权重系数， 特别是基于幂法和 / 或作为对初始信号的硬判决结果而获得的度量的梯度， 计算指示噪声增强的方向， 与传统
MLD 相比， 可以急剧地减少计算量， 从而可以选取与实际的发送信号接近的候。
由于似然处理器通过进一步考虑从解码器输出的比特对数似然比来确定比特对 数似然比， 可以提高比特对数似然比的精度。
由于步长产生器产生步长， 使得初始值将被更新至不同的硬判决区域， 可以使反 转比特序列成为发送信号候选。
由于似然处理器确定基于步长产生的简化度量取最小值的最大似然序列的反转 比特序列， 并根据该反转比特序列和最大似然序列的度量计算比特对数似然比， 可以以简 化的方式来确定反转比特的度量， 从而降低了计算量。
由于似然处理器确定发送信号候选的度量中最小的度量， 并将该度量设置为反转 比特的度量， 并且根据该反转比特的度量和最大似然序列的度量计算比特对数似然比， 可 以通过考虑噪声增强来降低计算量。
根据本发明， 由于近似度量产生器计算发送信号候选的度量以确定前述度量中的 最小度量， 并且似然处理器根据从近似度量产生器输出的度量计算最大似然序列的比特对 数似然比， 在不首先确定最大似然序列的情况下， 不仅计算反转比特的度量， 还计算所有比 特的度量。相应地， 该配置具有可以并行进行度量计算的优势。 附图说明
图 1 是示出了第一实施例中的发送设备的配置的框图。 图 2 是示出了第一实施例中的接收设备的配置的框图。 图 3 是示出了信号检测器的配置的框图。 图 4 是示出了第一实施例中的更新值处理器的配置的框图。 图 5 是示出了第二实施例中的更新值处理器的配置的框图。 图 6 是第二实施例中的接收处理的流程图。 图 7 是示出了第三实施例中的信号检测器的配置的框图。 图 8 是第三实施例中的接收处理的流程图。 图 9 是示出了第四实施例中的信号检测器的配置的框图。 图 10 是示出了第四实施例中的似然处理器 1506 的配置的框图。 图 11 是第四实施例中的接收处理的流程图。 图 12 是示出了第五实施例中的信号检测器的配置的框图。 图 13 是第五实施例中的接收处理的流程图。 图 14 是示出了第六实施例中的接收设备的配置的框图。 图 15 是示出了第六实施例中的信号检测器的配置的框图。 图 16 是示出了第六实施例中的初始信号产生器的配置的框图。 图 17 是第六实施例中的接收处理的流程图。 图 18 是示出了 MIMO 传输中的传统发送设备的配置的框图。 图 19 是示出了 MIMO 传输中的传统接收设备的配置的框图。 图 20 是示出了专利文献 1 中示出的信号检测器 5103 的配置的框图。 附图标记说明 205 更新值处理器301 串并转换器 302 编码器 303 交织单元 304 调制器 305 发送器 306 发送天线 401 接收天线 402 接收器 403 信号检测器 404 信道估计器 405 解交织单元 406 解码器 407 并串转换器 500 发送信号候选产生器 501 初始信号产生器 502 求和器 503 量化器 504 更新值处理器 505 度量产生器 506 似然处理器 604 更新值处理器 605 度量产生器 606 似然处理器 901 近似度量产生器 902 固定信号消除器 903 发送信号候选产生器 904 度量产生器 905 最小度量产生器 906 似然处理器 1101 接收天线 1102 接收器 1103 信号检测器 1104 信道估计器 1105 解交织单元 1106 解码器 1107 并串转换器 1200 发送信号候选产生器 1201 初始信号产生器 1202 求和器14101981846 A CN 101981855
说量化器 更新值处理器 度量产生器 似然处理器 交织单元 符号副本产生器 发送信号候选产生器 初始信号产生器 求和器 量化器 更新值处理器 度量产生器 似然处理器 最小度量产生器 固定信号消除器明书9/21 页1203 1204 1205 1206 1301 1302 1500 1501 1502 1503 1504 1505 1506 1601 16021603 发送信号候选产生器 1604 度量产生器 1605 似然处理器 1702a 搜索方向产生器 1702b 搜索方向产生器 1703a 步长产生器 1703b 步长产生器 1704a 更新值产生器 1704b 更新值产生器 3001 搜索方向产生器 3002 步长产生器 3003 更新值产生器具体实施方式
现在将参考附图描述本发明的实施例。 在前述实施例中， 除非另有所指， 将描述从 T 根发射天线发送不同数据的 MIMO 系统。在此， T 是等于或大于 2 的整数。
( 实施例 1)
图 1 是示出了第一实施例中的发送设备的配置的框图。发送设备包括串并转换器 301、 编码器 302-1 到 302-T、 交织单元 303-1 到 303-T、 调制器 304-1 到 304-T、 发送器 305-1 到 305-T 以及发射天线 306-1 到 306-T。串并转换器 301 对传输比特序列进行串并转换， 以将其分成 T 个比特序列。对应的编码器 302-1 到 302-T 使用例如卷积编码、 turbo 编码、 LDPC( 低密度奇偶校验 ) 编码等分别对比特序列进行纠错编码， 以形成编码比特序列。 交织 器 303-1 到 303-T 分别对编码比特序列进行交织。编码比特序列在交织后被调制器 304-1 到 304-T 映射到诸如 QPSK( 正交相移键控 )、 16QAM( 正交幅度调制 ) 之类的调制符号上。 通过发送器 305-1 到 305-T 将要成为发送信号的调制符号转换至射频， 并在相同的频率上以 相同的定时从相关的发送天线 306-1 到 306-T 对其进行发送。
图 2 是示出了第一实施例中的接收设备的配置的框图。接收设备包括接收天线 401-1 到 401-R、 接收器 402-1 到 402-R、 信号检测器 403、 信道估计器 404、 解交织单元 405-1 到 405-T、 解码器 406-1 到 406-T 以及并串转换器 407。相关的接收器 402-1 到 402-R 将在 接收天线 401-1 到 401-R 处获取的接收波从射频变换成基带信号， 以作为接收信号输出。 信号检测器 403 基于接收信号和从信道估计器 404 获得的信道估计值， 计算发送信号的比 特 LLR( 对数似然比 )。稍后将对信号检测器 403 的细节进行描述。解交织单元 405-1 到 405-T 以与在发送侧执行交织的模式相反的模式， 对从信号检测器 403 输出的比特 LLR 进行 重排。解交织后的比特 LLR 分别通过解码器 406-1 到 406-T 进行纠错解码处理。并串转换 器 407 对解码后的比特序列进行并串转换， 以输出所检测的传输比特序列。
信号检测器 403 在发送信号候选的数目减少的条件下执行 MLD( 最大似然检测 )。 在第一实施例中， 通过在接收性能退化的方向上进行搜索来选择发送信号候选。 例如， 将通 过 ZF( 迫零 ) 或 MMSE( 最小均方误差 ) 确定的信号假定为初始信号， 并且仅将靠近初始信 号的信号点视为发送信号候选来执行 MLD。在 ZF 和 MMSE 的情况下， 可以如下由接收信号 y 和权重系数矩阵 W 来确定初始信号 x^ ：
[ 数学式 8]然而， 由于使用了 ZF 或 MMSE， 信道估计矩阵的逆是倍增的， 结果将取决于信道条 件而取极大的值， 导致噪声增强。 噪声增强将导致性能退化。 因此， 当缩减发送信号候选时， 应该考虑噪声增强来对候选进行缩减， 而不是缩减为从初始信号开始的统一范围中。
下面将对信号检测器 403 的细节进行示意。
图 3 是示出了信号检测器 403 的配置的框图。信号检测器 403 包括发送信号候选 产生器 500、 度量产生器 505 和似然处理器 506。发送信号候选产生器 500 包括初始信号产 生器 501、 求和器 502-1 到 502-T、 量化器 503-1 到 503-T 以及更新值处理器 504。在初始信 号产生器 501 处基于例如 ZF、 MMSE 等将从接收器 402-1 到 402-R 输入的接收信号输入与权 重系数矩阵相乘， 以产生初始信号。可以如等式 (10) 或等式 (11) 中一样， 由从信道估计器 404 输入的信道估计值来确定 ZF、 MMSE 等的权重系数矩阵。
基于 ZF， 使用如下给出的权重系数矩阵 W
[ 数学式 9]， 以及基于 MMSE， 使用如下给出的矩阵 [ 数学式 10]H~ 表示信道估计矩阵， 以发送天线和接收天线之间的信道估计值来作为该信道估 H 计矩阵的元素， 上标 “” 表示复共轭转置矩阵， σn2 表示噪声功率， IT 表示 T 行 T 列的单位 矩阵。
更新值处理器 504 基于初始信号和信道估计值来计算更新值。稍后将对更新值的
细节进行描述。在求和器 502-1 到 502-T 处将每一个初始值和信道估计值相加。通过量化 器 503-1 到 503-T 对相加结果进行硬判决， 并形成发送信号候选。度量产生器 505 通过以 下计算来确定所形成的发送信号的度量 ：
[ 数学式 11]
s^c 表示发送信号候选产生器 500 所产生的发送信号候选。似然处理器 506 选择 生成度量产生器 505 所产生的度量中的最小度量的发送信号候选， 并计算所选择的发送信 号候选的比特 LLR。比特 LLR 是当执行软判决纠错解码时所需的信息。
下面将描述似然处理器 506 中的处理。在似然处理器 506 中， 如下确定似然 ：
[ 数学式 12]
在此， λt， sb n 表示从第 t 个发送天线发送的调制符号的第 n 个比特的 LLR。此外， + + 表示被定义为 b ＝ [b1， bt，n，…， bT，N] 的调制符号。b 表示当 bt，n ＝ 1 或 b ＝ [b1， 1，…，
，…， bt，n ＝ 1，…， bT，N] 的情况。b- 表示当 bt，n ＝ 0 或 b- ＝ [b1， bt，n ＝ 0，…， bT， 1，…， + λt， n 可以被确定为时刻 b 的最小度量和时刻 b 的最小度量之间的差。 N] 的情况。相应地，
下面将描述更新值处理器 504 的操作。当假定更新值是 u 时， u 被给出为 ：
[ 数学式 13]
u ＝ μrv (12)。
μr 表示步长， 并且 v 表示指示噪声增强方向的 T 维向量。换言之， 将通过将搜索 范围从初始信号朝着噪声增强方向以该步长移动， 来搜索发送信号候选。
下面将示出用以确定 v 的两种方法。第一方法是专利文献 1 中公开的技术， 并且 基于作为对初始信号的硬判决结果获得的度量的梯度来确定 v。 图 4(a) 是使用第一方法的 更新值处理器 205 的框图。在第一方法中， 如等式 (13) 所示， 搜索方向产生器 1702a 基于 从接收器输入的接收信号、 从信道估计器输入的信道估计值和初始信号的硬判决结果来产 生指示噪声增强的方向。
[ 数学式 14]1
在此， q 是等于或大于 1 的整数， y 是接收信号向量， s^(0) 是初始信号的硬判决结 果。步长产生器 1703a 由搜索方向产生器 1702a 产生的 v 以及初始信号产生步长。如等式 (12) 所示， 更新值产生器 1704a 使用 μr 和 v 来确定更新值。
第二方法是将等式 (14) 中的矩阵 P 具有最大特征值的特征向量设置为 v 的方法。 图 4(b) 是使用第二方法的更新值处理器 205 的框图。 在第二方法中， 搜索方向产生器 1702b 基于从信道估计器输入的信道估计值来产生指示噪声增强的方向。例如， 等式 (14) 中的矩 阵 P 是噪声增强的主要因素， 并且由于最大特征值是带来噪声增强的最大分量， 将与矩阵 P 的最大特征值相对应的特征向量设置为 v。可以使用例如如下所示的幂法 (power method)
来计算最大特征值的特征向量 ：
[ 数学式 15]
Pvi ＝ z (15)
vi+1 ＝ z/‖z‖ (16)
在此， i 是等于或大于 1 的整数。在 (15) 和 (16) 的运算被重复若干次之后， 可以 将最终获得的 vi 设置为 v。初始向量 v1 可以使用幅度为 1 的任意向量。虽然将幂法示意 为用于确定特征向量的方法， 但没有必要一定使用幂法。例如， 可以使用特征值分解 (EVD， Eigen Value Decomposition) 来确定 v。步长产生器 1703b 基于搜索方向产生器 1702b 所 产生的 v 和从初始信号产生器输入的初始信号来产生步长 μr。如在等式 (12) 所示， 更新 值产生器 1704b 由 μr 和 v 来确定更新值。
在此， 在第一方法中， 基于接收信号、 初始信号的硬判决值和信道估计值来确定噪 声增强方向 v。在第二方法中， 基于信道估计值来确定噪声增强方向 v。因此， 在第二方法 中， 没有必要将接收信号从接收器输入到图 3 中的更新值处理器 504 中。这与之后的实施 例中的情况相同。
下面将描述计算步长 μr 的方法。
[ 数学式 16]
(x^)t 和 (v)t 分别表示 x^ 和 v 的第 t 个元素。针对每一个 t， a(m) 可以取 M 个值， M 是用于调制的多值数。例如， 在将 QPSK 用作调制方案的情况下， a(m) 可以取四个值
[ 数学式 17]
( 符号的任意组合 )。由于发送信号候选是通过将更新值与初始信号相加然后对和进行硬判决而获得 的结果， 故可以获得和 μr 的数目一样多的候选， 即 TM 个候选。对所获得的 TM 个候选进行 最大似然检测。
与针对 MT 个候选执行度量计算的传统 MLD 相比， 可以急剧地减少发送信号候选的 数目。 此外， 由于通过考虑噪声增强来搜索发送信号候选， 可以挑选与实际发送信号接近的 候选。相应地， 可以抑制接收性能的退化， 同时急剧地减少计算量。
此外， 由于取决于步长， 在所获得的 TM 个发送信号候选中有可能存在冗余候选， 可以将冗余候选统一为一个候选， 从而可以进一步降低候选的数目。可以增加附加的信号 点作为新的候选， 来取代已移除的冗余候选。 此外， 由于候选的数目是取决于步长的数目而确定的， 为了进一步降低候选的数 目， 可以通过变化步长来进一步缩减候选。 例如， 为了避免搜索由于设置了太大的步长而相 隔很大的信号点， 可以仅从 TM 个步长中选择等于或小于阈值的步长， 或者还可以以从最小 步长绝对值开始的顺序来选择预定数目的候选。 当仅仅将发送信号候选缩减为由所选择的 步长获得的那些发送信号候选时， 可以进一步降低计算量。
采用以上的方式， 在第一实施例中， 由于计算 MIMO 检测后的比特 LLR 使得可以执 行软判决纠错解码， 因而可以改进接收性能。
( 实施例 2)
在第一实施例中， 示意了当与纠错结合时计算比特 LLR 的方法。然而， 当确定最优 比特 LLR 时， 需要反转比特序列 (inverted bit sequence) 中的最小度量， 因而需要与 MLD 同样多的计算。当使用发送信号候选数目降低的 MLD 时， 如果在候选中保留了任何反转比 特序列， 可以在计算比特 LLR 中使用保留的反转比特序列的最小度量。然而， 在第一实施例 中， 关于发送信号候选， 寻找发送信号候选以确定最大似然序列。 然而， 在这种情况下， 存在 在发送信号候选中没有保留反转比特序列的可能， 并且如果是这种情况， 不可能计算任何 的比特 LLR。在第二实施例中， 将通过考虑比特 LLR 的计算来描述发送信号候选的缩减方 法。
通过扩展在第一实施例中以图 4(b) 来说明的方法， 可以实现使反转比特序列成 为发送信号候选的方式。在以图 4(b) 描述的第一实施例的方法中， 通过将等式 (14) 中最 大特征值的特征向量视为噪声增强方向来进行搜索， 有效地减少了发送信号候选。在第二 实施例中， 通过使用多个特征值而不限于最大值的特征向量进行搜索， 轻易地将反转比特 序列留在发送信号候选中。
图 5 是示出了第一实施例中描述的更新值处理器的配置的框图。更新值处理器包 括搜索方向产生器 3001、 步长产生器 3002 和更新值产生器 3003。下面将描述搜索方向产 生器 3001 的操作。使用如下所示的幂法来确定等式 (14) 的多个特征向量。首先， 将初始 矩阵 P1 设置为 P。
[ 数学式 18]
P1 ＝ P (200)
首先， 针对 P1 将等式 (201) 的运算重复若干次。
[ 数学式 19]
当所设置的次数是 p 时， 将重复 p 次后的 vp， 1 视为针对 P1 的最大特征值的特征向 接下来， 如下产生通过从 P1 中移除分量 vp， 1 而获得的矩阵 P2 ： [ 数学式 20]量。
以相同的方式计算 P2 的最大特征值的特征向量 vp， 以相同的方 2。采用这种方式， 式计算 P3 和后续的矩阵， 使得可以确定 P1 到 PD 以及最大特征值的相关特征向量 vp， 1 到 vp， 并将 vp， D 是等于或大于 1 并等于或小于 T 的整数。同样 1 到 vp， D 设置为搜索方向。在此， D， 地， vp， 因此 vp， 1 到 vp， D 指示噪声以从 1 到 D 的顺序增强。由于 vp， 1 到 vp， D 是特征向量， 1 到 vp， 可以提高包括反转比特序列的可能性。虽然将 D 彼此正交。因为搜索方向是彼此正交的， 用于计算 vp， 但可以针对独立的向量 (vp， 1 到 vp， D 中每一个的重复次数设置为 p， 1 到 vp， D) 使 用不同的重复次数。
步长产生器 3002 由搜索方向 vp， 1 到 vp， D 以及初始信号 x^ 来确定步长 μd， r。在此，
d ＝ 1， 2，…， D。
[ 数学式 21]
为了使反转比特序列成为发送信号候选， 有必要去确定更新值， 使得更新至不同 于初始信号的硬判决区域的区域中。由于由步长计算更新值， 步长在更新初始信号中起重 要作用。例如， 在 QPSK 调制的情况下， 如果初始信号的硬判决值是 (0， 0)， 需要将初始信号 更新至更新后的信号的硬判决值落于 (1， 0) 的区域中。为此， 需要 ξ ＞ 0。此外， 如果 ξ 太大， 更新后的信号与初始信号分离， 因此优选地将 ξ 设置为接近于 0， 如 0.001。更新值 产生器 3003 基于由搜索方向产生器 3001 产生的搜索方向以及步长产生如等式 (12) 中的 更新值。在第二实施例中， 等式 (12) 中的 v 变成 vp， 1 到 vp， D。
图 6 是第二实施例中的接收处理的流程图。在接收处理中， 首先， 在步骤 s3101 使用 MMSE、 ZF 等的权重由接收信号产生初始信号。在步骤 s3102， 以噪声增强的顺序确 定 MMSE、 ZF 或其他权重的导致噪声增强的部分的多个特征向量， 作为搜索方向。在步骤 s3103， 基于搜索方向和初始信号计算步长， 使得反转比特序列被留作候选。在步骤 s3104， 将更新值与初始信号相加， 并对相加结果进行硬判决， 以产生发送信号候选。 在步骤 s3106， 计算发送信号候选的度量。 在步骤 s3107， 由在步骤 s3106 产生的度量计算最大似然序列及 其比特 LLR。在步骤 s3108， 对比特 LLR 进行纠错解码。
( 实施例 3)
在第三实施例中， 将描述使用步长来以简化方式计算比特 LLR 的方法。
在第三实施例中描述了通过使用在第一实施例中产生的步长来确定需要产生其 度量的反转比特序列， 并产生所确定的反转比特序列的度量来计算比特 LLR 的方法。
图 7 是示出了第三实施例中的信号检测器 403 的配置的框图。与第二实施例中的 信号检测器 403 的不同之处在于， 步长是从更新值处理器 604 向似然处理器 606 输出的。 首先， 似然处理器 606 选择生成最小度量的发送信号候选， 并通过考虑步长确定所选择的
发送信号候选的反向比特的度量。因此， 在此将主要描述更新值处理器 604 和似然处理器 606。
更新值处理器 604 向似然处理器 606 输出例如基于等式 (17) 计算的步长 μr。似 然处理器 606 选择生成从度量产生器 605 输入的度量中的最小度量的发送信号候选。关于 所选择的发送信号候选的比特 LLR， 如果已经通过度量产生器 605 产生了该反转比特序列 的度量， 可以使用所产生的度量中最小的一个。如果没有产生度量， 使用步长 μr 来选择应 该产生其度量的反转比特序列。 例如， 假设有两根发送天线， 并且通过 QPSK 来发送信号。 将 发送天线处的发送信号表示为 s1 和 s2。由于使用了 QPSK， 每一个传输比特序列由四个比特 组成， 因此有十六个发送信号候选。假定传输比特序列是 (b1， b1， b2， b2， bi，j 表示来 1， 2， 1， 2)， 自于第 i 根发送天线的第 j 个比特。
现在， 假设生成最小度量的比特序列是 (0， 0， 0， 0)。 假定候选中不存在针对第一比 特的反转比特序列。为了获得高精度， 必须使用第一比特为 1 的八个序列中的最小度量来 计算比特 LLR， 因此需要大量的计算。因此， 基于在更新值处理器 604 处确定的步长来计算 简化度量， 以确定生成最小度量的反转比特序列。 然后， 计算所确定的比特序列的度量并计 算比特 LLR。
由于发送天线的数目是 2 并使用 QPSK 作为调制方案， 存在八个 μr。分别以 1、 2、 3 和 4 来对构成 QPSK 的比特 (0， 0)、 (0， 1)、 (1， 1) 和 (1， 0) 进行编号。将 μ1 到 μ4 与第一 发送天线处 QPSK 的对应编号相对应， 将 μ5 到 μ8 与第二发送天线处的编号 1、 2、 3和4相 对应。例如， 可以通过步长 μ4 和 μ6 的绝对值之和来表示反转比特序列之一的 (1， 0， 0， 1) 的简化度量， μ4 是通过以第一发送天线处的 (1， 0) 进行计算获得的步长， μ6 是通过以第 二发送天线处的 (0， 1) 进行计算获得的步长。类似地， 可以通过 μ3 和 μ8 的绝对值之和来 表示 (1， 1， 1， 0) 的简化度量。
采用以上的方式， 计算针对反转比特序列的所有简化度量， 使得可以选择生成最 小简化度量的比特序列。 计算针对所选择的比特序列的度量， 以确定比特 LLR。 还针对第二 到第四比特执行相同的计算， 并确定具有最小度量的比特序列 (0， 0， 0， 0) 的比特 LLR。 虽然 此处的描述是以发送电线的数目是 2 并使用 QPSK 作为调制方案的情况做出的， 然而可以基 于任何调制方案， 以任意数目的发送天线来进行相同的操作。
图 8 是第三实施例中的接收处理的流程图。 首先， 输入接收信号， 以通过例如 MMSE 或 ZF 来产生初始信号 ( 步骤 s701)。初始信号被传递至步骤 s702 和步骤 s703。在步骤 s702， 基于信道估计值计算指示由于噪声增强而产生的退化的方向的方向性向量和用于在 退化方向上进行搜索的步长， 使得可以由该方向性向量和步长来计算更新值。向步骤 s703 发送更新值， 而向 s705 发送步长。 在步骤 s703， 将更新值与初始信号相加， 并对相加结果进 行硬判决， 以产生发送信号候选。在步骤 s704， 产生每一个发送信号候选的度量。
在步骤 s705， 确定生成在步骤 s704 产生的度量中的最小度量的最大似然序列， 并 计算最大似然序列的比特 LLR。通过由在步骤 s702 获得的步长来计算简化度量， 选择生成 最小简化度量的序列并计算该序列的度量， 确定比特 LLR 计算所需的反转比特的度量。在 步骤 s706 对在步骤 s705 计算的比特 LLR 进行纠错解码处理， 使得可以获得传输比特序列。 通过输出在步骤 s706 获得的传输比特序列来完成接收处理。
采用以上的方式， 当使用步长以简化方式确定反转比特的度量时， 可以降低比特LLR 计算所需的计算量。
在此， 可以将其中仅仅与所要确定的比特 LLR 相对应的比特被反转的比特序列选 择为计算其度量的目标反转比特序列。例如， 可以执行计算， 使得当计算 (0， 0， 0， 0) 的第一 比特的 LLR 时将 (1， 0， 0， 0) 设置为反转比特序列， 并针对第二比特设置 (0， 1， 0， 0)。
( 实施例 4)
在第三实施例中， 以简化方式使用步长确定生成最小度量的反转比特序列。在第 四实施例中， 将描述另一种比特 LLR 计算方法。
图 9 是示出了第四实施例的信号检测器的配置的框图。信号检测器包括发送信号 候选产生器 1500、 度量产生器 1505 和似然处理器 1506。发送信号候选产生器 1500 包括初 始信号产生器 1501、 求和器 1502-1 到 1502-T、 量化器 1503-1 到 1503-T 和更新值处理器 1504。
第四实施例的信号检测器与第二实施例中的几乎相同。 由于不同之处在于似然处 理器 1506 处的处理， 将仅给出关于似然处理器 1506 的详细描述。
图 10 是示出了第四实施例中的似然处理器 1506 的框图。似然处理器包括最小度 量产生器 1601、 固定信号消除器 1602、 发送信号候选产生器 1603、 度量产生器 1604 和似然 计算器 1605。首先， 最小度量产生器 1601 检测生成输入度量中的最小度量的序列， 作为最 大似然序列。向固定信号消除器 1602 发送最大似然序列， 并向似然计算器 1605 发送最小 度量。
在最小度量产生器 1601 处检测到的最大似然序列被表示为 ： [ 数学式 22]假设例如调制方案是 QPSK 并且 s^t 的判决比特是 (1， 0)。针对 s^t 的判决比特的 第一比特 “1” ， 可能的反转比特是 (0， 0) 和 (0， 1)。假设第 t 根发送天线处的发送信号的第 n 个反转比特的可能值被给出为 ηq ； q 满足 1 ≤ q ≤ Q， 并且
[ 数学式 23]
22由于在 QPSK 中 M ＝ 4， Q ＝ 2。 [ 数学式 24]是在其它元素被设置为零的情况下在第 t 元素处具有 ηq 的向量。 通过使用下式， 固定信号消除器 1602 从接收信号 y 中移除包括反转比特的成分 [ 数学式 25]在此， 将重新表示为[ 数学式 26]101981846 A CN 101981855
说明书17/21 页在此， H~t 按下式给出 [ 数学式 27]
并且是通过从 H~ 移除第 t 列而获得的 R 行 (T-1) 列的矩阵。 此外， st- 被给出为 [ 数学式 28]并且是通过从 s 移除第 t 项而获得的 (T-1) 维向量。如第一实施例中所描述的， 发送信号候选产生器 1603 产生针对等式 (23) 的发送信号候选。
度量产生器 1604 计算每个发送信号候选的度量。在该计算时， 将发送信号的第 t 个元素设置为 ηq 来计算度量。似然计算器 1605 确定度量产生器 1604 所产生的度量中的 最小度量 Lt， 并且将 Lt， n， q。针对每一个 q 来确定最小度量， n， 1 到 Lt， n， Q 中最小的一个设置为 反转比特的度量 Lt， 然后使用 Lt， n， n 来计算来自于第 k 个发送天线的第 n 个比特的 LLR。当 以相同的方式针对每一个 t 和 n 来确定 Lt， 可以确定所有比特的 LLR。 应该注意到的是， n 时， 可以将用于在计算 LLR 时减少候选数目的初始信号用作起初确定的最大似然序列， 而不使 用 MMSE。在这种情况下， MMSE 处理是没有必要的， 从而可以减小计算量。
图 11 是第四实施例中的接收处理的流程图。首先， 在步骤 s801， 从接收信号检测 最大似然序列， 并产生其度量。从步骤 s802 到步骤 s805， 计算在步骤 s801 检测的最大似 然序列的比特 LLR。在步骤 s802， 确定用于固定与包括在最大似然序列中的特定信号相对 应的反转比特的信号， 并将其从接收信号中移除。在步骤 s803， 通过 MMSE 等来产生针对从 中移除了固定信号的信号的初始信号。在步骤 s804， 通过考虑噪声增强来确定更新值。在 步骤 s805， 基于该初始信号和更新值， 在从中移除了固定信号的信号中产生发送信号候选。 在步骤 s806， 计算每一个发送信号候选的度量， 以输出最小度量。在步骤 s807， 基于在步骤 s801 获得的最大似然序列的度量及其反转比特的度量， 计算比特 LLR。 在步骤 s808， 执行纠 错解码， 并输出所获得的传输比特序列以完成处理。
采用上述方式， 在第四实施例中， 由于在比特 LLR 计算时计算反转比特的最小度 量的时候， 使用了通过考虑噪声增强来降低计算量的方法， 与 MLD 相比， 可以急剧地降低计 算量。
( 实施例 5)
第五实施例示出了使用在第四实施例中描述的比特 LLR 计算方法来计算所有比 特的 LLR 而不首先确定最大似然序列的情况。
图 12 是示出了第五实施例中的信号检测器的配置的框图。信号检测器包括近似 度量产生器 901-1 到 901-TM 和似然处理器 906。近似度量产生器 901-1 到 901-TM 的每一 个都包括固定信号消除器 902、 发送信号候选产生器 903、 度量产生器 904 和最小度量产生 器 905。
首先， 将通过接收器输入的接收信号提供给近似度量产生器 901-1 到 901-TM。近 似度量产生器 901-1 到 901-TM 中的每一个通过固定信号消除器 902 将相关固定信号从接 收信号中移除。发送信号候选产生器 903 产生针对移除了固定信号后的信号的发送信号候 选。度量产生器 904 基于所产生的发送信号候选、 移除了固定信号后的信号和从信道估计 器输入的信道估计值来计算度量。最小度量 905 输出从度量产生器 904 获得的度量中的最 小度量。似然处理器 906 基于从近似度量产生器 901-1 到 901-TM 输出的度量来确定最大 似然序列， 并使用最大似然序列的度量和最大似然序列的反转比特的度量来计算比特 LLR。
接下来， 将描述固定信号消除器 902 的细节。首先， 将等式 (21) 重新表示如下 ：
[ 数学式 29]
在第五实施例中， 与第四实施例不同， 不首先确定最大似然序列， 有必要考虑 M 种 可能的方式， 而不是仅考虑反转比特。在 QPSK 的情况下， 有四种可能的方式。在 16QAM 的 情况下， 有十六种可能的方式。固定信号消除器 902 使用等式 (26) 准备用于固定的信号 ：
[ 数学式 30]
并从接收信号移除固定信号。 [ 数学式 31]由于有 TM 个 [ 数学式 32] 产生 TM 个 [ 数学式 33]图 13 是第五实施例中的接收处理的流程图。首先， 在步骤 s1001， 固定从特定的 发送天线发送的发送信号， 然后从接收信号移除该固定信号。在步骤 s1002 处， 对已从中移 除了固定信号的信号进行 MMSE 或 ZF， 以产生初始信号。在步骤 s1003， 计算噪声增强方向 上的更新值。在步骤 s1004， 基于初始信号和更新值， 产生针对已从其中移除了固定信号的 信号的发送信号候选。在步骤 s1005， 计算每一个发送信号候选的度量。在步骤 S1006， 基 于在步骤 S1005 产生的度量来计算最大似然序列及其比特 LLR。在步骤 s1007， 执行纠错解 码， 并输出传输比特序列以完成处理。
如上所述， 对第五实施例进行配置， 以计算针对每个比特的度量， 而不是仅计算针 对反转比特的度量。由于没有首先确定最大似然序列， 该配置在并行执行度量计算的处理 方面是有利的。
( 实施例 6)
在第六实施例中， 使用纠错解码结果来重复地进行 MIMO 检测。
图 14 是示出了第六实施例中的接收设备的配置的框图。接收设备包括接收天线 1101-1 到 1101-R、 接收器 1102-1 到 1102-R、 信号检测器 1103、 信道估计器 1104、 解交织单元 1105-1 到 1105-T、 解码器 1106-1 到 1106-T 和并串转换器 1107。
相关的接收器 1102-1 到 1102-R 将接收天线 1101-1 到 1101-R 所获取的接收波从 射频变换成基带信号， 以作为接收信号输出。信号检测器 1103 基于接收信号和从解码器 1106-1 到 1106-T 获得的比特 LLR 以及从信道估计器 1104 获得的信道估计值执行 MIMO 信 号检测。 解交织单元 1105-1 到 1105T 以与在发送侧执行交织的模式相反的模式对比特 LLR 进行重排， 然后通过解码器 1106-1 到 1106-T 对比特 LLR 进行纠错解码。
如果在纠错解码结果中没有发现差错， 并串转换器 1107 对解码获得的比特序列 进行并串转换， 以输出传输比特序列。 如果在解码结果中发现了任何差错， 将通过纠错解码 获得的比特 LLR 输入到信号检测器 1103。 例如， 对解码结果的检错可以使用 CRC( 循环冗余 校验 )。在此， 由于如果没有执行解码处理就不计算比特 LLR， 在不使用任何比特 LLR 的情 况下执行信号检测器 1103 的处理。
将描述当使用比特 LLR 时的信号检测器 1103 的细节。图 15 是示出了信号检测器 1103 的配置的框图。信号检测器 1103 包括发送信号候选产生器 1200、 度量产生器 1205 和 似然处理器 1206。发送信号候选产生器 1200 包括初始信号产生器 1201、 求和器 1202-1 到 1202-T、 量化器 1203-1 到 1203-T 和更新值处理器 1204。
图 15 中用于比特 LLR 的框是初始信号产生器 1201 和似然处理器 1206。其它框与 第一到第五实施例中描述的框相同， 因而省略其详细描述。
将描述初始信号产生器 1201 的细节。初始信号产生器 1201 在使用从解码器 1106-1 到 1106-T 输出的比特 LLR 时可以仅使用比特 LLR 来产生初始信号， 而不使用接收信 号。图 16 是示出了初始信号产生器 1201 的配置的框图。初始信号产生器 1201 包括交织 单元 1301-1 到 1301-T 和符号副本产生器 1302-1 到 1302-T。交织单元 1301-1 到 1301-T 以与在发送侧相同的模式， 对比特 LLR 进行交织。符号副本产生器 1302-1 到 1302-T 由经 交织的比特 LLR， 产生在发送侧执行的调制方案的符号副本， 从而产生发送信号副本， 并输 出发送副本作为初始信号。 例如， 当调制方案是 QPSK 时， 符号副本产生器 1302-1 到 1302-T 执行以下处理。
当形成 QPSK 调制符号的比特 LLR 是 λ(b0) 和 λ(b1) 时， 如下产生 QPSK 调制符号 的副本
[ 数学式 34]
在此， j 表示虚数单位。似然处理器 1206 使用度量产生器 1205 产生的度量和从 解码器 1106-1 到 1106-T 输出的比特 LLR 来确定要输入至解码器 1106-1 到 1106-T 的比特 LLR。例如， 可以通过将等式 (18) 变换成等式 (29) 来给出要输入至解码器的比特 LLR。
[ 数学式 35]
在此， p(bt，n) 表示 bt，n 出现的概率。表示从解码器 1106-t 输出的比特 LLR 的第 n 个调制比特的 LLR。作为等式 (29) 的近似等式， 可以使用等式 (30) 来确定比特 LLR。 将从似然处理器 1206 输出的比特 LLR 输入至解码器 1106-1 到 1106-T。当没有检测到差错 或者当已经执行了设定数目的解码操作时， 结束纠错解码和 MIMO 信号检查的循环。
图 17 是第六实施例的接收处理的流程图。 在步骤 s1501， 产生初始信号。 当没有执 行纠错解码时， 通过 MMSE 或 ZF 由接收信号确定初始信号。 将该初始信号发送至步骤 s1502 和步骤 s1503。在步骤 s1502， 基于信道估计值计算指示由于噪声增强而产生的退化的方向 的方向性向量和用于在退化方向上进行搜索的步长， 并由该方向性向量和步长来计算更新 值。
在步骤 s1503， 将初始信号和更新值相加， 并对和进行硬判决， 以产生发送信号候 选。 在步骤 s1504， 计算在步骤 s1503 产生的发送信号候选中每一个的度量。 在步骤 S1505， 基于在步骤 S1504 获得的度量来计算最大似然序列及其比特 LLR。由于在该时刻没有执行 解码处理， 不考虑 LLR 计算。在步骤 s1506， 针对在步骤 s1505 获得的比特 LLR 执行纠错解 码。在步骤 s1507， 确定经解码的比特序列是否包括任何差错。如果确定没有差错， 输出比 特序列并结束处理。如果确定存在差错， 将经解码的比特 LLR 发送至步骤 s1501 和 s1505， 并且控制再次返回到步骤 s1501。
在步骤 s1501， 执行了一次解码后， 由解码处理所获得的比特 LLR 产生调制符号的 副本， 从而产生初始信号。 在步骤 s1502， 基于所产生的初始信号， 确定用于在退化方向上进 行搜索的步长， 并由初始确定的方向向量和步长计算更新值。在步骤 s1503， 将初始信号和 更新值相加， 并对和进行硬判决， 以产生发送信号候选。 在步骤 s1504， 计算每一个发送信号 候选的度量。在步骤 s1505， 基于在步骤 s1504 获得的度量和解码结果的比特 LLR， 确定最 大似然序列的比特 LLR。在步骤 s1506， 执行针对比特 LLR 的纠错解码处理。如果解码结果 中有任何差错， 控制再次返回到步骤 s1501， 并执行相同的处理。
如上所述， 由于在第六实施例中重复执行 MIMO 信号检测和解码处理， 可以有效地 提高 MIMO 信号检测性能和解码处理性能。
虽然以在初始信号产生器 1201 和似然处理器 1206 中使用从解码器 1106-1 到 1106-T 输出的比特 LLR 的情况示意了第六实施例， 但是不一定必需在两者中都使用比特 LLR， 相反可以给出以下配置 ： 在初始信号产生器 1201 中使用比特 LLR， 而在似然处理器 1206 中不使用比特 LLR。备选地， 还可以给出以下配置 ： 在初始信号产生器 1201 中不使用 比特 LLR， 而在似然处理器 1206 中使用比特 LLR。当不在初始信号产生器 1201 中使用比特 LLR 时， 可以使用 MMSE 等来确定初始产生的初始信号。 虽然在第六实施例中， 第二实施例的接收设备被扩展为使用从解码器输出的比特 LLR， 还可以以相同的方式来扩展第三到第五实施例， 以使用从解码器输出的比特 LLR。
此外， 虽然基于发送天线中的每一根发送与其它发送天线不同的数据的假设描述 了以上实施例， 但本发明不限于此， 而是可以包括从正在使用的很多个发送天线中的一部 分发送相同数据的情况。 在这种情况下， 如果在接收侧检测到正在发送的不同数据， 本发明 是适用的。
虽 然 关 于 窄 带 单 载 波 MIMO 系 统 示 意 了 以 上 实 施 例， 本发明不应局限于 此。例如， 可以类似地将本发明应用于多载波系统， 如 MIMO-OFDM( 正交频分复用 ) 和 MIMO-MC-CDMA( 多载波 - 码分多址 ) 以及 MIMO 信号在频域中分离的单载波系统。当在频域 中执行 MIMO 信号分离时， 如果可以通过例如傅里叶变换将接收信号变换至频域， 将出现在 不同频率处不相关的窄带 MIMO 信号， 因此可以易于应用于以上的第一到第六实施例。