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光信号发射器和控制偏振复用光信号的方法
    技术领域 本发明涉及一种光信号发射器和控制偏振复用光信号的方法。 本发明例如可以应 用于偏振复用传输系统中使用的光信号发射器。
     背景技术 对具有超过 40Gbit/s( 例如 100Gbit/s) 的速度的超高速传输系统的已经需求迅 速增长。因此， 正在进行研发来实际实现采用已经应用于无线系统的多级调制方案 ( 例如， 采用四级相位调制的 QPSK 调制 ) 的光传输系统。但是， 随着传输信号速度变高， 解决与电 信号电路的可行性 (feasibility) 有关的问题、 以及与光传输信号的衰减 ( 由于光滤波器 导致的传输信号光谱衰减、 以及由于色散和光噪声的积累而导致的信号衰减 ) 有关的问题 变得更加困难。
     作为解决这些问题的一种技术， 光偏振复用吸引了很多关注。偏振复用的光信号 例如由图 1A 中例示的光信号发射器产生。该光信号发射器具有光源 (LD)、 一对调制器、 以
     及偏振光束合并器 (PBC)。从光源输出的连续波光被分束并引导到这一对调制器。一对调 制器分别用对应的数据信号来调制连续波光， 并且产生一对经调制的光信号。偏振光束合 并器通过合并这一对调制后光信号， 产生图 1B 中例示的偏振复用的光信号对。换句话说， 在偏振复用中， 使用具有相同波长并且彼此正交的两个偏振波 (X 偏振和 Y 偏振 ) 发射两个 数据流。
     因此， 在偏振复用中， 数据速度变为一半， 实现了电信号产生电路的特性的提高， 并且降低电路的成本、 大小和功耗。另外， 因为由于诸如光传输路径上的色散的质量退化 因素造成的影响减小， 所以光传输系统整体的特性提高。日本特开昭 62-24731 号公报、 日本特开 2002-344426 号公报、 日本特开 2008-172799 号公报描述了一种使用偏振复用 的传输系统。另外， 作为现有技术， 已经提出了日本特开 2009-63835 号公报和日本特开 2008-172714 号公报中描述的结构。
     然而， 在产生偏振复用光信号的光信号发射器中， 针对每个偏振设置调制器， 如图 1A 所例示。为此， 由于诸如调制器之间的特性 ( 例如 LN 调制器的损耗 ) 和光分束器和 / 或 光合并器的特性的制造变化的因素， 在偏振复用的输出信号的偏振之间可能产生光功率的 差。 发明内容 因此， 本发明的目的是提供一种光信号发射器， 该光信号发射器以良好的发射特 性来发射偏振复用光信号。
     根据本发明的一个方面， 一种光信号发射器包括 ： 第一外部调制器， 其被构成为产 生第一调制后光信号， 该第一外部调制器包括一对光路径、 和用于为所述一对光路径提供 相位差的第一移相器 ； 第二外部调制器， 其被构成为产生第二调制后光信号， 该第二外部调 制器包括一对光路径、 和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相器 ； 合并器， 其被构
     成为通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号， 产生偏振复用的光信号 ； 相位控制器， 其被构成为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由第一控制数 据信号和第二控制数据信号驱动时， 将所述第一移相器形成的相位差控制为 A-Δφ 并将 所述第二移相器形成的相位差控制为 A+Δφ ； 以及功率控制器， 其被构成为当所述第一外 部调制器和所述第二外部调制器分别由所述第一控制数据信号和所述第二控制数据信号 驱动时， 基于所述偏振复用光信号的 AC 分量来控制所述第一外部调制器和所述第二外部 调制器中的至少一个。所述第一控制数据信号的数据模式与所述第二控制数据信号相同。 所述第一控制数据信号的数据模式可以是所述第二控制数据信号的反相模式。
     根据本发明的另一方面， 一种光信号发射器包括 ： 第一光源 ； 第一外部调制器， 其 被构成为通过调制由所述第一光源产生的光信号而产生第一调制后光信号， 该第一外部调 制器包括一对光路径、 和用于为所述一对光路径提供相位差的第一移相器 ； 第二光源 ； 第 二外部调制器， 其被构成为通过调制由所述第二光源产生的光信号而产生第二调制后光信 号， 该第二外部调制器包括一对光路径、 和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相 器； 合并器， 其被构成为通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号， 产生偏 振复用的光信号 ； 相位控制器， 其被构成为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器 分别由第一控制数据信号和第二控制数据信号驱动时， 将所述第一移相器形成的相位差控 制为 A-Δφ 并将所述第二移相器形成的相位差控制为 A+Δφ ； 以及功率控制器， 其被构成 为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由所述第一控制数据信号和所述第 二控制数据信号驱动时， 基于所述偏振复用光信号的 AC 分量来控制所述第一光源和所述 第二光源中的至少一个。所述第一控制数据信号的数据模式与所述第二控制数据信号相 同。所述第一控制数据信号的数据模式可以是所述第二控制数据信号的反相模式。
     根据本发明的另一方面， 将一种控制偏振复用光信号的方法用于光信号发射器 中， 所述光信号发射器包括 ： 第一外部调制器， 其具有一对光路径、 和用于为所述一对光路 径提供相位差的第一移相器， 用于产生第一调制后光信号 ； 第二外部调制器， 其具有一对光 路径、 和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相器， 用于产生第二调制后光信号 ； 以 及合并器， 其通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号， 来产生所述偏振 复用光信号。所述方法包括以下步骤 ： 将所述第一移相器形成的相位差控制为 A-Δφ ； 将 所述第二移相器形成的相位差控制为 A+Δφ ； 产生第一控制数据信号和第二控制数据信 号， 分别作为所述第一外部调制器和所述第二外部调制器的驱动信号 ； 并且， 基于当所述第 一外部调制器和所述第二外部调制器分别由所述第一控制数据信号和所述第二控制数据 信号驱动时所产生的偏振复用光信号的 AC 分量， 来控制所述第一外部调制器和所述第二 外部调制器中的至少一个。 所述第一控制数据信号的数据模式与所述第二控制数据信号相 同。所述第一控制数据信号的数据模式可以是所述第二控制数据信号的反相模式。 附图说明
     图 1A 和图 1B 是例示偏振复用的图。 图 2 是例示根据实施方式的光信号发射器的结构的图。 图 3 是例示光信号发射器的第一实施方式的图。 图 4 是例示 LN 调制器的操作的图。图 5 是例示第一实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果 (Δφ ＝ 图 6 是例示第一实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果 (Δφ ＝90 度 )。
     45 度 )。 图 7 是例示第一实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果 ( 随机数 据输入 )。
     图 8 是例示光信号发射器的第二实施方式的图。
     图 9 是例示第二实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果 (Δφ ＝ 90 度 )。
     图 10 是例示第二实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果 (Δφ ＝ 45 度 )。
     图 11 是例示光信号发射器的第三实施方式的图。
     图 12 是例示光信号发射器的第四实施方式的图。
     图 13 是例示在一对驱动数据彼此反相的情况下的 LN 调制器的输入和输出的图。
     图 14 到图 16 是例示移相器的控制方法的图。
     图 17 是例示进行在线控制的光信号发射器的结构的图。 图 18 是例示图 17 中例示的控制器的操作的流程图。 图 19 是例示根据另一实施方式的光信号发射器的结构的图。以及 图 20 是例示图 19 中例示的控制器的操作的流程图。具体实施方式
     图 2 例示根据实施方式的光信号发射器的结构。根据本实施方式的光信号发射器 发射通过合并第一调制后光信号和第二调制后光信号而获得的偏振复用光信号。 偏振复用 光信号使用彼此正交的 X 偏振和 Y 偏振将数据携带到接收站。在此， 如果 X 偏振的功率和 Y 偏振的功率彼此不同， 则偏振复用光信号的特性退化。因此， 在根据本实施方式的光信号 发射器中， 进行控制以降低 ( 期望的是， 最小化 )X 偏振和 Y 偏振之间的功率差。
     光源 (LD)1 例如是激光二极管， 产生具有特定频率的光信号。光信号例如是连续 波 (CW)。光信号例如由光分束器分束， 并且被引导到调制器 10 和 20。
     在此示例中， 调制器 10 和 20 是输出光的功率根据驱动电压周期地改变的调制器 ( 例如马赫曾德 (Mach-Zehnder)LN 调制器 )。调制器 10 具有一对光路径和向这一对光路 径提供相位差的移相器 11。调制器 10 通过根据数据 X 调制输入光信号而产生调制后光信 号 X。以相同方式， 调制器 20 具有一对光路径和向这一对光路径提供相位差的移相器 21。 调制器 20 通过根据数据 Y 调制输入光信号而产生调制后光信号 Y。
     驱动器 12 产生代表数据 X 的驱动电压信号并且将该信号提供到调制器 10。驱动 器 12 产生代表数据 Y 的驱动电压信号并且将该信号提供到调制器 20。同时， 为了控制 LN 调制器的操作点 ( 即偏置 )， 调制器 10 和 20 分别具有图中未例示的偏置电路。偏置电路例 如是 ABC( 自动偏置控制 ) 电路。例如， ABC 电路施加低频电压信号到相应的 LN 调制器， 并 且基于来自调制器 10 和 20 的输出光中包含的低频分量而调节相应的 LN 调制器的操作点 ( 即 DC 偏置电压 )。应注意， 这里将 LN 调制器描述为光调制器的示例， 但这不是限制。光调制器不限 于 LN 调制器， 并且可以是使用电光材料的调制器， 例如， 包括诸如 InP 的半导体材料的调制 器。
     光衰减器 13 和 23 分别调节调制后光信号 X 和 Y 的功率。光衰减器 13 和 23 不是 必不可少的组成元件。另外， 光衰减器 13 和 23 可以设置在调制器 10 和 20 的输入侧， 或可 以设置在调制器 10 和 20 之内， 或可以设置在调制器 10 和 20 的输出侧。
     在上述的结构中， 可以将产生调制后光信号 X 的外部调制器构成为包括调制器 10、 驱动器 12、 附图中未例示的偏置电路、 以及光衰减器 13。类似地， 可以将产生调制后光 信号 Y 的外部调制器构成为包括调制器 20、 驱动器 22、 附图中未例示的偏置电路、 以及光衰 减器 23。
     偏振光束合并器 (PBC)31 通过对调制后光信号 X 和调制后光信号 Y 进行偏振复用 来产生偏振复用光信号。在此， 在偏振复用中， 如图 1B 所例示， 使用彼此正交的 X 偏振和 Y 偏振。使用 X 偏振传播调制后光信号 X， 并且使用 Y 偏振传播调制后光信号 Y。
     在以上描述的结构中， 当光发射器发射数据时， 对移相器 11 和 21 进行控制以产生 根据调制方案而确定的相位。例如， 在 QPSK( 包括 DQPSK) 中， 将移相器 11 和 21 二者的相 位 φ 均控制为 π/2。同时， 数据产生器 40 产生传输数据 X 和 Y。当将传输数据 X 和 Y 分 别作为数据 X 和 Y 提供到调制 10 和 20 时， 产生调制后光信号 X 和 Y， 并输出承载调制后光 信号 X 和 Y 的偏振复用光信号。
     根据本实施方式的光信号发射器具有用于将控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差 控制为零或接近零的以下控制系统。光电检测器 (PD)51 将由光分束器分束的偏振复用光 信号转换为电信号。AC 分量提取装置 52 从由光电检测器 51 获得的电信号中提取 AC 分量 ( 或去除 DC 分量 )。低通滤波器 53 从电信号中去除数据 X 和 Y 的码元频率分量。AC 分量 功率检测器 54 检测已由低通滤波器 53 进行了滤波的电信号的 AC 分量功率， 并且输出检测 结果作为监视信号。控制器 55 根据代表偏振复用光信号的 AC 分量功率的监视信号来控制 外部调制器 ( 调制器、 驱动器、 偏置电路、 光衰减器 ) 中的至少一个。应注意， 在图 2 例示的 示例中， 低通滤波器 53 设置在光电检测器 51 和 AC 分量功率检测器 54 之间， 然而， 可以设 置相对于调制速度具有充分低波段的电路来代替低通滤波器 53。
     当调节 X 偏振和 Y 偏振的功率平衡时， 控制数据产生器 41 产生控制数据 X 和 Y。 控制数据 X 的数据模式与控制数据 Y 的数据模式相同。将所产生的控制数据 X 和 Y 分别作 为数据 X 和 Y 通过驱动器 12 和 22 提供到调制器 10 和 20。换句话说， 当调节功率平衡时， 调制器 10 和 20 由相同的控制数据驱动。
     另外， 当调节 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡时， 相位控制器 56 将移相器 11 和 21 的相位分别控制为 “A+Δφ” 和 “A-Δφ” 。换句话说， 将相位差 “A-Δφ” 提供到调制器 10 的一对光路径， 将相位差 “A+Δφ” 提供到调制器 20 的一对光路径。在此， “A” 是数据传输 时的最优相位， 例如对于 QPSK 或 DQPSK 是 π/2。同时， “Δφ” 是不同于零的任意相位。将 移相器 11 和 21 的相位设置为使其相对于最优相位向彼此相反的方向移动相同量。相位控 制器 56 可以设置在控制器 55 中或控制器 55 之外。
     在上述的设置中， 控制器 55 产生控制信号 C1 至 C3 中的一个或更多个以降低 ( 优 选为最小化 ) 偏振复用光信号的 AC 分量功率。 “降低 AC 分量功率” 可以是将 AC 分量功率控制在指定阈值之下的操作。 控制信号 C1 控制驱动器 12 和 22 产生的驱动电压的振幅。 调 制器 10 和 20 的输出功率取决于驱动电压。在大驱动振幅下输出功率高， 并且在小驱动振 幅下输出功率低。控制信号 C2 控制调制器 10 和 20 的偏置。调制器 10 和 20 的输出功率 取决于控制偏置点的 DC 偏置电压。通常， 当将偏置控制在最优点时， 输出功率为最小。控 制信号 C3 控制光衰减器 13 和 23 的衰减量。
     在以上描述的设置中， 当偏振复用光信号的 AC 分量功率得到最小化时， 尽管其细 节在稍后进行描述， 但是偏振复用光信号中包含的 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差得到最小 化。因此， 通过适当地产生控制信号 C1 至 C3 中的一个或更多个， 使得 X 偏振和 Y 偏振之间 的功率差最小化， 改善了偏振复用光信号的特性。
     如上所述， 根据本实施方式的光信号发射器具有使用偏振复用光信号的 AC 分量 功率来控制外部调制器的反馈系统， 该反馈系统调节 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。换 句话说， 并不是分立地监视调制后光信号的 X 和 Y 的功率， 而是通过监视从光发射器输出的 偏振复用光信号来调节偏振之间的功率差。 这使得能够基于实际输出的偏振复用光信号来 优化 X 和 Y 偏振之间的功率平衡， 而不依赖于分立地监视调制后光信号 X 和 Y 的功率的光 电检测器的特性或者偏振光束合并器的特性的变化。 然而， 在根据本实施方式的控制方法中， 提供控制数据作为数据 X 和 Y， 并且移相 器 11 和 21 的相位分别在最优相位之外。因此， 该控制方法是在光信号发射器离线时 ( 在 系统启动、 波长切换等时 ) 进行的。接着， 在数据传输期间， 光信号发射器在通过上述的反 馈控制而获得的状态 ( 驱动电压、 偏置或衰减量 ) 下操作。此时， 将移相器 11 和 21 的相位 分别控制到最优相位。
     图 3 是例示光信号发射器的第一实施方式的图。在本示例中， 数据按 NRZ-DQPSK 方案发射。调制方案不限于 QPSK/DQPSK， 可以是其他 QPSK 调制方案或其他多级调制方案。 例如， 如美国专利申请 No.2006/0127102 中所公开的， 光发射器可以是具有如下的光调制 器的光发射器 ： 该光调制器通过对数据信号进行滤波处理而将光相位作为向量改变。
     在图 3 中， 调制器 10 是马赫曾德 DQPSK 光调制器， 并且在本示例中， 具有 LN 调制 器 ( 内部调制器 )10a 和 10b、 以及移相器 11。LN 调制器 10a 和 10b 在本示例中是马赫曾德 干涉仪。LN 调制器 10a 设置在一对光路径 (I 臂和 0 臂 ) 中的一个光路径中， 并且 LN 调制 器 10b 设置在这一对光路径中的另一个光路径中。移相器 11 在 I 臂和 Q 臂之间提供相位 差 π/2。移相器 11 例如可以用光路径长度 ( 或折射率 ) 根据电压或温度而改变的材料来 实现。然而， 当调节偏振之间的功率平衡时， 将移相器 11 的相位由调节到 π/2-Δφ。
     驱动器 12 使用驱动信号数据 I 和数据 Q 来驱动 LN 调制器 10a 和 10b。在此， 驱动 信号数据 I 和数据 Q 例如是通过用 DQPSK 编码器对数据 X 进行编码而产生的。另外， 驱动 器具有放大器， 并且能够控制驱动信号数据 I 和数据 Q 的振幅。图 3 中例示的驱动器 12 被 构成为输出差分信号， 然而， 驱动器 12 可以提供单个输出。
     图 4 是例示 LN 调制器的操作的图。LN 调制器的输出光的功率相对于驱动电压周 期地改变。在此， 驱动振幅是 “2Vπ” ， 其中 “Vπ” 是半波长电压， 这是使得 LN 调制器的输 出光的功率从局部最小值改变到局部最大值的电压。因此， 在图 3 中， 当驱动信号数据 I 的 振幅减小时， LN 调制器 10a 的输出光信号的振幅变小， 并且 LN 调制器 10a 的输出光的平均 功率降低。类似地， 当驱动信号数据 Q 的振幅减小时， LN 调制器 10b 的输出光的平均功率
     降低。通过在驱动器 12 中设置的放大器的增益调节来控制驱动信号数据 I 和数据 Q 的振 幅。如果使用具有固定增益的放大器， 则可以通过调节放大器的输入信号振幅来获得类似 效果。将 LN 调制器 10a 和 10b 的输出光的功率控制为彼此相同。
     同时， 当通过调节施加到 LN 调制器 10a 和 10b 的 DC 偏置电压来移动调制器的操 作点时， LN 调制器 10a 和 10b 的输出光的平均功率改变。换句话说， 例如， 在图 4 中， 当调 节了驱动信号的 DC 电压时， 相应的输出光信号改变， 并且输出光的平均功率改变。因此， 可 以通过调节施加到 LN 调制器 10a 和 10b 的 DC 偏置电压来控制输出光的功率。
     调制器 20 的结构和操作基本上与调制器 10 的相同。调制器 20 具有 LN 调制器 20a 和 20b 以及移相器 21。移相器 21 以与移相器 11 相同的方式在 I 臂和 Q 臂之间提供相 位差 π/2。然而， 当调节偏置之间的功率平衡时， 将移相器 21 的相位调节到 π/2+Δφ。
     如上所述地构成的光信号发射器使用偏振复用光信号来发射一对数据 X 和 Y。根 据数据 X 驱动调制器 10， 并且产生调制后光信号 X。以相同方式， 根据数据 Y 驱动调制器 20， 并且产生调制后光信号 Y。将调制后光信号 X 和 Y 引导到偏振光束合并器 31。接着， 偏 振光束合并器 31 通过对调制后光信号 X 和 Y 进行偏振复用而产生偏振复用光信号。通过 光纤传输路径发射偏振复用光信号。 图 3 例示的光信号发射器具有参照图 2 描述的控制系统 ( 光电检测器 51、 AC 分量 提取装置 52、 低通滤波器 53、 AC 分量功率检测器 54、 控制器 55)。光电检测器 51 例如是光 电二极管， 其将由光分束器分束的偏振复用光信号转换为电信号。
     低通滤波器 53 从电信号去除数据 X 和 Y 的码元频率分量。例如， 当数据 X 和 Y 的 码元频率是 20G 码元 /s 时， 低通滤波器 53 至少去除 20GHz 分量。AC 分量提取装置 52 从电 信号去除 DC 分量， 并且提取 AC 分量。AC 分量提取装置 52 例如由去除 DC 分量的电容器实 现。请注意， 对低通滤波器 53 和 AC 分量提取装置 52 的顺序没有具体限制。AC 分量提取装 置 52 可以设置在低通滤波器 53 的输入侧， 或者， AC 分量提取装置 52 可以设置在低通滤波 器 53 的输出侧。
     AC 分量功率检测器 54 检测如上所述获得的电信号的功率， 并且输出检测结果作 为监视信号。因此， 监视信号代表对应于偏振复用光信号的电信号的 AC 分量功率。AC 分量 功率检测器 54 可以由模拟电路实现， 或者由进行数字操作的处理器实现。当 AC 分量功率 检测器 54 由处理器实现时， 可以由附图中未例示的 A/D 转换器将电信号转换为数字数据并 且输入到 AC 分量功率检测器 54。
     控制器 55 产生控制信号 C1 至 C3 中的一个或更多个以最小化监视信号。控制信 号 C1 提供到驱动器 12 和 / 或 22。即， 驱动调制器 10 的驱动信号的振幅和驱动调制器 20 的驱动信号的振幅由控制信号 C1 控制。控制信号 C2 提供到控制调制器 10 和 / 或 20 的偏 置的偏置电路。即， 驱动器 10 的偏置点和 / 或调制器 20 的偏置点由控制信号 C2 控制。控 制信号 C3 提供到光衰减器 13 和 / 或 23。即， 光衰减器 13 的衰减量和 / 或光衰减器 23 的 衰减量由控制信号 C3 控制。
     在根据第一实施方式的光信号发射器中， 使用如上所述的控制信号 C1-C3 中的一 个或更多个进行反馈控制。换句话说， 在第一实施方式中， 通过控制驱动电压的振幅、 调制 器的偏置、 以及光衰减器的衰减量中的一个或更多个， 来控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率 差。
     在如上所述地构成的光信号发射器中， 当调节 X 偏振和 Y 偏振的功率平衡时， 如参 照图 2 所述地设置以下状态。
     (1) 提供具有彼此相同的数据模式的控制数据 X 和 Y 作为数据 X 和 Y。优选的是， 将数据 X 和 Y 彼此同步并且在相同时刻输入到调制器 10 和 20。然而， 数据 X 和 Y 的输入时 刻可以包含比一个码元时间短的误差。
     (2) 将移相器 11 和 21 的相位分别设置为 “A-Δφ” 和 “A+Δφ” 。在本示例中， 由 于调制方案是 DQPSK， 所以 A ＝ π/2。
     图 5 是例示偏振之间的功率差和监视信号的模拟结果。在该模拟中， 比较了 X 偏 振和 Y 偏振之间的功率差是零、 3dB 和 6dB 的情况。另外， Δφ ＝ 90 度。换句话说， 在调制 器 10 中， LN 调制器 10a 和 10b 之间的相位差 φ 是零， 并且， 在调制器 20 中， LN 调制器 20a 和 20b 之间的相位差 φ 是 180 度。同时， 图 5 中的 “X 偏振” 、 “Y 偏振” 和 “偏振复用光信 号” 代表光功率。另外， 图 5 中的 “监视信号” 代表 AC 分量功率检测器 54 的输入信号。
     如上所述， 提供到调制器 10 和 20 的控制数据 X 和 Y 具有彼此相同的数据模式。 因此， 当调制器 10 中的相位差 φ 是零并且调制器 20 中的相位差 φ 是 180 度时， 从调制器 10 输出的调制后光信号 X( 在下文称为 X 偏振数据 ) 的数据模式与从调制器 20 输出的调制 后光信号 Y( 在下文称为 Y 偏振数据 ) 的数据模式彼此反相。当 X 偏振数据是 “1( 发光状 态 )” 时， Y 偏振数据是 “0( 不发光状态 )” 。当 X 偏振数据是 “0( 不发光状态 )” 时， Y 偏振 数据是 “1( 发光状态 )” 。 因此， 当 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差很小时， 从偏振光束合并器 31 输出的偏振 复用光信号中的各个码元的光级别变得大致相同。即， 偏振复用光信号的功率变化 ( 即 AC 分量功率 ) 变得很小。相反， 当 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差变得很大时， 在偏振复用光信 号中的码元之间产生光功率差。即， 偏振复用光信号的功率变化也变得很大。由此， 当X偏 振和 Y 偏振之间的功率差很小时， 代表偏振复用光信号的 AC 分量功率的监视信号也变得很 小， 并且， 当它们之间的功率差变得很大时， 监视信号也变得很大。同时， 从 AC 分量功率检 测器 54 输出的监视信号是图 5 中的 “监视信号” 的平均值或积分值。
     如上所述， 在根据本实施方式的光信号发射器中， 当 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差 很小时， 监视信号也很小。因此， 当控制器 55 通过反馈控制来使得监视信号最小化时， X偏 振和 Y 偏振之间的功率差也最小化。为了最小化监视信号， 如上所述， 对驱动器 12 和 / 或 22 的驱动电压、 调制器 10 和 / 或 20 的偏置、 以及光衰减器 13 和 / 或 23 的衰减量中的至少 一个进行控制。
     图 6 是在 Δφ ＝ 45 度的情况下的模拟结果。调制器 10 中的相位差 φ 是 45 度， 并且调制器 20 中的相位差 φ 是 135 度。在调制器 10 和 20 中的相位差按此方式设置的情 况下， 当 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差很小时监视信号也很小。因此， 对 Δφ 没有具体限 制， 只要是它不同于零的值即可。然而， 在 QPSK/DQPSK 中， 当 Δφ ＝ 90 度时， 监视信号的 灵敏度最佳。
     图 7 是当数据 X 和 Y 彼此不同 ( 即随机模式 ) 时的模拟结果， 其中 Δφ ＝ 90。在 此情况下， 即使 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差是零， 偏振复用光信号的功率变化也很大。 即， 监视信号的 AC 分量功率几乎不取决于 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差。因此， 当数据 X 和 Y 彼此不同时， 很难使用偏振复用光信号的 AC 分量功率来控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率
     差。 在此， 描述了将移相器 11 和 21 的相位分别控制为 “A-Δφ” 和 “A+Δφ” 并且将 相同控制数据提供到调制器 10 和 20 的情况。在随后的描述中， 假设调制方案是 DQPSK， 并 且 A ＝ π/2。还假设当调节功率平衡时， Δφ ＝ 90。换句话说， 当调节功率平衡时， 调制 器 10 的移相器 11 的相位 φ 是零， 并且调制器 20 的移相器 21 的相位 φ 是 180 度。此外， 假设光信号发射器中的光设备具有理想特性。
     在 DQPSK 中， 每一个码元传输 2 比特的数据。于是， 假设在数据传输时 ( 即 φ ＝ π/2)， 按以下状态发射各个码元。
     码元 (1， 1) ： 载波的相位＝ π/4， 码元 (0， 1) ： 载波的相位＝ 3π/4， 码元 (0， 0) ： 载波的相位＝ 5π/4， 码元 (1， 0) ： 载波的相位＝ 7π/4，在此情况下， 当调节功率平衡时， 通过调制器 10(φ ＝ 0) 获得的调制后光信号 X 的状态变为如下。码元 (1， 1) ： 载波的相位＝ 0， 光功率＝ 2
     码元 (0， 1) ： 光功率＝ 0
     码元 (0， 0) ： 载波的相位＝ π， 光功率＝ 2
     码元 (1， 0) ： 光功率＝ 0
     此时， 通过调制器 20(φ ＝ 180) 获得的调制后光信号 Y 的状态变为如下。
     码元 (1， 1) ： 光功率＝ 0
     码元 (0， 1) ： 载波的相位＝ 0， 光功率＝ 2
     码元 (0， 0) ： 光功率＝ 0
     码元 (1， 0) ： 载波的相位＝ π， 光功率＝ 2
     在此， 为了便于说明， 假设偏振复用光信号的功率是调制后光信号 X 和 Y 的光功率 之和。另外， 当调节功率平衡时， 将相同的控制数据提供到调制器 10 和 20。接着， 偏振复用 光信号的功率变为如下。
     码元 (1， 1) ： 光功率＝ 2( ＝ 2+0)
     码元 (0， 1) ： 光功率＝ 2( ＝ 0+2) 码元 (0， 0) ： 光功率＝ 2( ＝ 2+0)
     码元 (1， 0) ： 光功率＝ 2( ＝ 0+2)
     由此， 在根据本实施方式的光信号发射器中， 当将移相器 11 和 21 的相位分别控制 为 “A-Δφ” 和 “A+Δφ” 并且将相同的控制数据提供到调制器 10 和 20 时， 偏振复用光信 号的功率的变化很小 ( 理想地为零 )。即， 偏振复用光信号的 AC 分量功率变得很小。
     此时， 例如假设由调制器 20(φ ＝ 180) 获得的调制后光信号 Y 的功率减小 3dB。 在此情况下， 调制后光信号 Y 的状态变为如下。
     码元 (1， 1) ： 光功率＝ 0
     码元 (0， 1) ： 载波的相位＝ 0， 光功率＝ 1
     码元 (0， 0) ： 光功率＝ 0
     码元 (1， 0) ： 载波的相位＝ π， 光功率＝ 1
     于是， 偏振复用光信号的功率变为如下。
     码元 (1， 1) ： 光功率＝ 2( ＝ 2+0)
     码元 (0， 1) ： 光功率＝ 1( ＝ 0+1)
     码元 (0， 0) ： 光功率＝ 2( ＝ 2+0)
     码元 (1， 0) ： 光功率＝ 1( ＝ 0+1)
     由此， 光调制 X 和 Y 之间的功率差 ( 即 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差 ) 出现， 偏振 复用光信号的功率的变化变大。 因此， 根据本实施方式的光信号发射器控制调制器 10 和 20 中的至少一个， 以最小化代表偏振复用光信号的 AC 分量功率的监视信号。因此， 使得偏振 之间的功率差最小化。
     同时， 在根据本实施方式的光信号发射器中， 由于使用偏振复用之后的光信号进 行反馈控制， 所以控制了光源 1 和偏振光束合并器 31 之间产生的偏振之间的光功率差。因 此， 由于各个调制器 10 和 20 中设置的光电检测器的特性或者偏振光束合并器 31 的特性而 可能出现的几个 dB 的偏振之间的功率差 ( 控制误差 ) 得到了补偿。另外， 从光电检测器 51 到 AC 分量功率检测器 54 的电路元件可以与控制调制器 10 和 20 的偏置的电路的一部分和 / 或控制移相器 11 和 21 的电路的一部分共享。 在此结构中， 实现了光信号发射器的尺寸减 小或简化。
     图 8 是例示光信号发射器的第二实施方式的图。根据第二实施方式的光信号发射 器具有位于 DQPSK 光调制器的输入侧或输出侧的 RZ 光调制器。在图 8 例示的示例中， RZ 光调制器 61 和 71 分别设置在调制器 (DQPSK 光调制器 )10 和 20 的输出侧。因此， 在第二 实施方式中， 数据按 RZ-DQPSK 调制方案发射。请注意， 调制器 10 和 20 用作相位调制器， RZ 光调制器 61 和 71 用作强度调制器。
     RZ 光调制器 61 和 71 例如是马赫曾德 LN 调制器， 并且分别根据驱动器电路 62 和 72 产生的驱动信号进行 RZ 调制。在此， 驱动器电路 62 和 72 产生与码元时钟同步的驱动信 号。尽管没有具体限制， 但是驱动信号例如是与时钟相同频率的正弦波。驱动信号的振幅 例如是 Vπ。
     以与调制器 10 和 20 相同的方式， RZ 光调制器 61 和 71 具有附图中未例示的偏置 电路 (ABC 电路 )， 以控制 LN 调制器的操作点。可以通过调节施加到 RZ 光调制器 61 和 71 的 DC 偏置电压来控制输出光的功率。
     可以省略光衰减器 13 和 23。另外， 光衰减器 13 和 23 可以设置在调制器 10 和 20 的输入侧， 或者可以分别设置在调制器 10 和 20 与 RZ 光调制器 61 和 71 之间。
     在上述结构的光发射器中， 控制偏振之间的功率差的控制系统的结构和操作基本 上与第一实施方式中的情况相同。即， 控制器 55 产生用于使得对应于偏振复用光信号的监 视信号最小化的控制信号。然而， 第二实施方式中的控制器 55 产生控制信号 C4。控制信号 C4 控制 RZ 光调制器 61 和 71 的偏置。换句话说， 控制信号 C4 调节 RZ 光调制器 61 的输出 光功率和 / 或 RZ 光调制器 71 的输出光功率。因此， 通过使用控制信号 C4 的反馈控制， 对 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差进行优化。请注意， 在第二实施方式的结构中， 还可以使用控 制信号 C1 至 C3 来控制功率差。
     图 9 和图 10 是例示第二实施方式中功率差和监视信号之间的关系的模拟结果。 图9 和图 10 代表分别在 Δφ ＝ 90 度和 Δφ ＝ 45 度的情况下的模拟结果。
     在第二实施方式中 (RZ-DQPSK)， 类似于第一实施方式 (NRZ-DQPSK)， 当 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差变小时， 监视信号也变小。因此， 当进行反馈控制以最小化监视信号时， 可以降低 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差。请注意， 在第二实施方式中对 Δφ( ≠ 0) 的值也 没有限制。另外， 根据 RZ-DQPSK， 当 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差变为零时， 监视信号为接 近零的值。因此， 在 RZ-DQPSK 中， 对监视信号的调节灵敏度变得更高。
     图 11 是例示光信号发射器的第三实施方式的图。根据第三实施方式的光信号发 射器具有使用同步检测来检测 AC 分量功率的最小点的结构。图 11 例示其中使用控制信号 C3 来控制光衰减器 13 和 23 的衰减量的结构。
     低频信号产生器 81 产生低频信号。低频信号的频率相对于码元频率来说充分低。 低频信号的频率例如是数百 Hz 至数 MHz。叠加器 ( 加法器 )82 将低频信号叠加 ( 加 ) 到 控制器 55 产生的控制信号 C3 上。然后将叠加了低频信号的控制信号 C3 提供到光衰减器 13 和 23。因此， 调制后光信号 X 和 Y 的功率按低频信号的频率发生振荡， 并且偏振复用光 信号的功率也按低频信号的频率发生振荡。因此， 从 AC 分量功率检测单元 54 输出的监视 信号也按低频信号的频率振荡。 从低频信号产生器 81 将低频信号提供到控制器 55。 控制器 55 使用低频信号来进 行对监视信号的同步检测。即， 控制器 55 通过同步检测来检测监视信号。控制器 55 的用 于最小化检测到的监视信号的反馈控制与第一实施方式的情况相同。请注意， 同步检测可 以应用于其中使用控制信号 C1 和 C2 的结构、 以及图 8 中例示的 RZ-DQPSK。
     图 12 是例示光信号发射器的第四实施方式的图。在第四实施方式的光信号发射 器中， 分别为调制器 10 和 20 设置光源 2 和 3。调制器 10 使用光源 2 的输出产生调制后光 信号 X， 并且调制器 20 使用光源 3 的输出产生调制后光信号 Y。
     在上述结构的光信号发射器中， 控制器 55 产生控制信号 C5。控制信号 C5 提供到 光源 2 和 / 或 3。光源 2 和 3 根据控制信号 C5 控制输出光功率。此时， 控制器 55 产生控 制信号 C5 同时进行反馈控制以最小化监视信号。因此， 偏振复用光信号的 X 偏振的光功率 和 Y 偏振的光功率可以变得彼此大致相同。在此， 第四实施方式的光信号发射器可以产生 控制信号 C1 至 C3。由此， 在第四实施方式中， 通过控制驱动电压的振幅、 调制器的偏置、 光 衰减器的衰减量、 以及光源的输出光功率中的一个或更多个来控制偏振之间的功率差。
     另外， 在第一到第四实施方式中， 当调节 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡时， 将具 有彼此相同的数据模式的控制数据 X 和 Y 输入到调制器 10 和 20。然而， 控制数据 X 和 Y 不 需要彼此相同。例如， 控制数据 X 的数据模式可以是控制数据 Y 的反相数据。在此情况下， 可以通过对控制数据 X 的各个码元进行反相来产生控制数据 Y。
     图 13 例示在驱动数据彼此反相的情况下的 LN 调制器的输入和输出。在此， 假设 LN 调制器的驱动电压的振幅为 2Vπ。即， 用作 DQPSK 调制器的调制器 10 和 20 的驱动电压 的振幅是 2Vπ。图 13 例示 DQPSK 调制器的一个臂 (I 臂或 Q 臂 ) 的输入和输出。
     在以 2Vπ 驱动的 LN 调制器中， 在驱动信号彼此反相的情况下， 从调制器输出的调 制后光信号的数据模式变为彼此相同。换句话说， 在调制器 10 和 20 中， 当控制数据 X 和 Y 是彼此相同的模式时， 以及当控制数据 X 和 Y 彼此反相时， 可以获得相同的调制后光信号。
     同时， 在根据第一到第四实施方式的光信号发射器中， 当调节 X 偏振和 Y 偏振之间
     的功率平衡时， 将移相器 11 和 21 的相位分别设置到 “A-Δφ” 和 “A+Δφ” 。在下文中， 参 照图 14 至图 16 描述移相器 11 和 21 的控制方法。在图 14 至图 16 中， 为了使得附图容易 观看， 省略了用于控制功率平衡的控制系统。
     例如， 而不是限制， 移相器 11 和 21 向设置在各个调制器中的一对光路径中的一个 光路径或两者施加电压， 并通过控制光路径的光路径长度来调节光路径之间的相位差。在 图 14 至图 16 例示的示例中， 根据从控制器提供的移相控制信号的电压来调节相位差。
     同时， 在作为 DQPSK 光调制器的调制器 10 和 20 中， 当一对光路径之间的相位差是 零、 π/2、 π 或 3π/2 时， 输出光功率的 AC 分量变为局部最小值。换句话说， 在调制器 10 和 20 中， 通过将要施加到移相器 11 和 21 的电压控制为使得输出光功率的 AC 分量局部最 小， 一对光路径之间的相位差收敛于零、 π/2、 π 或 3π/2。在此， 假设基于提供相位调制 器 10 和 20 的光路径的光波导的设计， 而预先获得将一对光路径之间的相位差设置为大约 π/2 的移相控制电压 (Vs)。
     在此情况下， 当移相控制电压是 Vs 时， 输出光功率的 AC 分量是局部最小值。当检 测到输出光功率的 AC 分量的局部最小点、 同时移相控制电压从 Vs 逐渐增加时， 一对光路径 之间的相位差是零或 π。 当检测到输出光功率的 AC 分量的局部最小点、 同时移相控制电压 由从 Vs 逐渐降低时， 一对光路径之间的相位差是零或 π 中的另一个。 在根据本实施方式的光信号发射器中， 例如， 通过抖动方法来检测上述的局部最 小点。 在图 14 例示的结构中， 控制器 91 产生移相控制信号。 移相控制信号例如是 DC 电压。 低频信号产生器 92 产生低频信号。低频信号的频率 (f0) 相对于数据 X 和 Y 的码元率来说 充分低。叠加器 ( 加法器 )93 将低频信号叠加 ( 加 ) 到移相控制信号上。因此， 将叠加了 低频信号的移相控制信号提供到移相器 11 和 21。由此， 移相器 11 和 21 提供的相位按照低 频信号的频率而变化。结果， 调制器 10 和 20 的输出光功率的 AC 分量也按照低频信号的频 率而变化。
     光电检测器 (PD)94X 和 94Y 分别转换从调制器 10 和 20 的输出光。 光电检测器 94X 和 94Y 可以设置在调制器 10 和 20 之内， 或可以设置在调制器 10 和 20 之外。切换器 ( 选 择器 95) 根据来自控制器 91 的指令而选择光电检测器 94X 或 94Y 获得的电信号。低通滤 波器 96 去除由切换器 95 选择的电信号中的高频分量 ( 例如码元频率 )。AC 分量提取装置 97 去除电信号的 DC 分量。AC 分量功率检测器 98 检测滤波后的电信号的 AC 分量功率。此 时， AC 分量功率检测器 98 的输出信号包括 f0 分量。
     控制器 91 使用 AC 分量功率检测器 98 的输出信号中包含的 f0 分量来产生移相控 制信号， 使得 AC 分量功率变为局部最小值。此时， 当控制调制器 10 的移相器 11 时， 切换器 95 选择光电检测器 94X 的电信号。 接着， 控制器 91 将所产生的移相控制信号提供到移相器 11。当控制调制器 20 的移相器 21 时， 切换器 95 选择光电检测器 94Y 的电信号。接着， 控 制器 91 将所产生的移相控制信号提供到移相器 21。
     在图 14 例示的结构中， 低通滤波器 96、 AC 分量提取装置 97、 以及 AC 分量功率检 测器 98 对于 X 偏振和 Y 偏振是共享的， 用于控制移相器 11 和 21。相反， 在图 15 例示的结 构中， 低通滤波器 96X、 AC 分量提取装置 97X 和 AC 分量功率检测器 98X 被设置为控制移相 器 11， 并且低通滤波器 96Y、 AC 分量提取装置 97Y 和 AC 分量功率检测器 98Y 被设置为控制 移相器 21。同时， 在图 14 和图 15 例示的结构中， 控制处理程序基本上彼此相同。
     图 14 和图 15 例示的控制器 91 可以实现为第一到第四实施方式中的控制器 55 的 功能的一部分。另外， 为其他目的而设置的光电检测器 ( 例如调制器 10 和 20 的偏置控制 ) 可以用作图 14 和图 15 中例示的光电检测器 94X 和 94Y。
     在图 16 例示的结构中， 使用偏振复用光信号进行对移相器 11 和 21 的反馈控制。 在此结构中， 控制器 55 产生移相控制信号。即， 控制器 55 可以既具有控制移相器 11 和 21 的功能， 又具有控制偏振之间的功率平衡的功能。
     接着， 描述在光信号发射器发射数据的时间段内重复地或连续地控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡的方法。
     在以上描述的实施方式中， 在光信号发射器不发射数据的时间段内调节 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。 在调节了 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡之后， 光信号发射器开始 发射数据。然而， X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡会由于温度、 老化等而改变。因此， 在下 述结构中， 使用在以上描述的实施方式中的方法中获得的控制结果， 在数据发射期间规则 地或连续地控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。在下面的描述中， 在光信号发射器不向 接收站发射数据的时间段内进行的控制可以称为 “离线控制” ， 并且在光信号发射器向接收 站发射数据的时间段内进行的控制称为 “在线控制” 。
     图 17 是例示进行在线控制的光信号发射器的结构的图。在本示例中， 图 17 例示 的光信号发射器的结构基于图 3 例示的第一实施方式。即， 光信号发射器具有光电检测器 51、 AC 分量提取装置 52、 低通滤波器 53、 AC 分量功率检测器 54、 以及控制器 101。控制器 101 具有第一实施方式中的控制器 55 提供的控制功能。 进行在线控制的光信号发射器可以 基于第二到第四实施方式的结构。
     光信号发射器能够基于从调制器 10 和 20 输出的调制后光信号 X 和 Y 的光功率来 控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。即， 例如为光电二极管的光电检测器 111 将调制器 10 产生的调制后光信号 X 转换为电信号。在此， 假设调制器 10 输出一对互补的光信号。在 此情况下， 可以将这对光信号之一引导到偏振光束合并器 31， 并且可以将另一光信号引导 到光电检测器 111。同时， 光电检测器 111 可以设置在调制器 10 之内。另外， 可以将从调 制器 10 的输出侧的耦合器泄露的光引导到光电检测器 111。接着， 将光电检测器 111 的输 出信号的 DC 分量提供到控制器 101。将光电检测器 111 的输出信号的 AC 分量提供到调制 器控制器 112。调制器控制器 112 例如控制调制器 10 的偏置。在此情况下， 调制器控制器 112 用作 ABC( 自动偏置控制 ) 电路。
     光电检测器 121 将调制器 20 产生的调制后光信号 Y 转换为电信号。接着， 将光电 检测器 121 的输出信号的 DC 分量提供到控制器 101。将光电检测器 121 的输出信号的 AC 分量提供到调制器控制器 122。
     如上所述， 将光电检测器 111 和 121 的输出信号提供到控制器 101。在此， 光电检 测器 111 和 121 的输出信号分别对应于调制器 10 和 20 的平均输出光功率。因此， 光电检 测器 111 和 121 的输出信号之间的差可以是指示 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差的参数。 即， 通过进行控制以使得光电检测器 111 和 121 的输出信号之间的差为零， X 偏振和 Y 偏振之 间的功率差变得很小。
     然而， 根据此方法， 在光功率的调节点 ( 例如调制器 10 和 20、 光衰减器 13 和 23) 的输出侧产生的因素不能得到补偿。例如， 当光电检测器 111 和 121 的特性彼此不同时， 即使将光电检测器 111 和 121 的输出信号之间的差控制为零时， 偏振复用光信号中包含的 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差也不为零。另外， 偏振光束合并器 31 的合并特性的变化也可能 造成类似的问题。
     为了解决这个问题， 图 17 例示的光信号发射器具有第一控制系统 ( 使用偏振复用 光信号的控制系统 ) 和第二控制系统 ( 使用调制后光信号 X 和 Y 的控制系统 )。接着， 控制 器 101 进行图 18 的流程图中的处理。
     步骤 S1 至 S5 是在光信号发射器不发射数据的时间段内进行的离线控制。在步骤 S1， 使用第一控制系统来控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。在步骤 S1， 如参照图 2 和图 3 描述， 通过以下处理来控制功率平衡。
     (1) 将移相器 11 和 21 的相位分别设置到 “A-Δφ” 和 “A+Δφ” 。在 DQPSK 中， A ＝ π/2， 并且 Δφ 例如是 90 度。
     (2) 将具有彼此相同的数据模式的控制数据 X 和 Y 提供到调制器 10 和 20。
     (3) 产生控制信号 C1 至 C3 中的一个或更多个， 以最小化 AC 分量功率检测器 54 获 得的监视信号。
     在步骤 S2， 将 S1 中的控制结果 (init_adj_1) 存储在指定的存储器区域。要存储 的控制结果是功率调节元素的设置值。在本示例中， 功率调节元素是调制器 10 和 20 的偏 置、 从驱动器 12 和 22 输出的驱动信号的振幅、 以及光衰减器 13 和 23 的衰减量。另外， 当 针对调制器 10 和 20 分别设置光源 2 和 3 时， 光源 2 和 3 的输出光功率也是功率调节元素 之一。于是， 例如， 当通过控制光衰减器 13 和 23 的衰减量来调节 X 偏振和 / 或 Y 偏振的功 率时， 存储代表用于控制光衰减器的衰减量的控制电压的信息。
     在步骤 S3， 使用第二控制系统来控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。 在步骤 S3， 如上所述， 产生控制信号 C1 至 C3 中的一个或更多个， 使得从光电检测器 111 和 121 获得的 电信号 ( 即调制后光信号 X 和 Y 的功率 ) 之间的差变为零。此时， 移相器的相位可以分别 是 “A-Δφ” 和 “A+Δφ” ， 或者可以分别是最优相位 ( 即 A)。数据 X 和 Y 可以彼此相同或 可以彼此不同。 然而， 为了测量第一控制系统和第二控制系统之间的误差， 优选地在步骤 S1 和 S3 中在相同条件下进行功率平衡的调节。同时， 假设在步骤 S3 中， 对与步骤 S1 中相同 的功率调节元素进行调节。即， 当在步骤 S 1 中控制了光衰减器 13 和 / 或 23 时， 在步骤 S3 中也控制光衰减器 13 和 / 或 23。
     在步骤 S4， 将 S3 中的控制结果 (init_adj_2) 存储在指定的存储器区域。 要存储的 控制结果是与步骤 S2 中相同的功率调节元素的设置值。接着， 在步骤 S5， 计算代表在步骤 S2 中存储的 init_adj_1 和在步骤 S4 中存储的 init_adj_2 之间的误差的校正值 (offset) 并且将其存储在指定的存储器区域。由此， 在步骤 S1 至 S5， 测量了第一控制系统和第二控 制系统之间的误差。
     步骤 S6 至 S7 是在光信号发射器发射数据期间进行的在线控制。在步骤 S6， 将在 步骤 S5 中存储的校正值 (offset) 设置在第二控制系统中。在示例中， 将校正值 (offset) 写入到当控制器 55 计算控制信号 C1 至 C3 时控制器参照的存储器区域。
     在步骤 S7， 第二控制系统使用校正值 (offset) 来调节功率平衡。此时， 将移相器 11 和 21 分别控制到最优相位。另外， 数据 X 和 Y 是发射到接收站的数据流。
     例如， 假设在离线控制中获得 “10” 作为 init_adj_1 并且获得 “9.3” 作为 init_adj_2。在此情况下， 获得 “0.7” 作为校正值 (offset)。接着， 当光信号发射器发射数据到 接收站时， 光信号发射器使用该校正值 (offset) 来补偿第一控制系统和第二控制系统之 间的误差。例如， 当在将数据发射到接收站的同时在第二控制系统中获得的 init_adj_2 是 “9.4” 时， 控制器 55 输出 “10.1( ＝ 9.4+0.7)” 来对光功率调节元素进行调节。
     在上述过程中， 由于第一控制系统不受偏振光束合并器 31 的特性或光电检测器 111 和 121 的特性的影响， 所以在第一控制系统中获得的控制信号的精确性很高。 在根据本 实施方式的控制方法中， 用第一控制系统和第二控制系统之间的误差来补偿在数据传输期 间获得的第二控制系统中的测量值。因此， 根据本实施方式的控制方法， 可以将 X 偏振和 Y 偏振之间的功率差恒定地控制为很小， 以获得好的传输质量。
     < 其他实施方式 >
     图 19 是例示光信号发射器的另一结构的图。在本示例中， 图 19 中例示的光信号 发射器的第二控制系统类似于图 17 例示的结构。然而， 图 19 例示的第一控制系统不同于 图 17 例示的第一控制系统。
     图 19 例示的光信号发射器具有光电检测器 131、 DC 分量检测器 132、 以及控制器 133。按与光电检测器 51 相同的方式， 光电检测器 131 将由光分束器分束的偏振复用光信 号转换为电信号。DC 分量检测器 132 提取由光电检测器 131 获得的电信号的 DC 分量。例 如通过对来自光电检测器 131 的输入信号进行积分或平均来检测 DC 分量。接着， DC 分量 检测器 132 输出检测结果， 作为代表偏振复用光信号的平均功率的监视信号。
     控制器 133 控制功率调节元素 ( 调制器 10 和 20 的偏置、 驱动器 12 和 22 产生的 驱动信号的振幅、 光衰减器 13 和 23 的衰减量、 ( 光源 2 和 3 的输出光功率 ))。同时， 控制 器 133 还提供第二控制系统的操作。
     图 20 是例示图 19 中例示的控制器 133 的操作的流程图。步骤 S11 至 S20 在离线 控制中进行。在本实施方式中， 在离线控制和在线控制中将移相器 11 和 21 的相位保持在 最优相位。即， 例如， 在 DQPSK 中， 移相器 11 和 21 均保持在 π/2。另外， 数据 X 和 Y 不需要 彼此相同， 输入发射数据或任意数据模式。
     在步骤 S11， 通过控制功率调节元素， 将调制后光信号 X(X 偏振 ) 控制为启动并且 将调制后光信号 Y(Y 偏振 ) 控制为禁用。 “启动” 表示发射光的状态， 并且 “禁用” 表示不发 射光的状态。当功率调节元素是光衰减器 13 和 33 时， 例如， 将光衰减器 13 的衰减量控制 为最小值， 并且将光衰减器 23 的衰减量控制为最大值。此时， 调制后光信号 X 几乎不被光 衰减器 13 衰减， 并且被引导到偏振光束合并器 31。在另一方面， 调制后光信号 Y 被光衰减 器 23 完全衰减， 由此不发射到偏振光束合并器 31。 因此， 从偏振光束合并器 31 输出的偏振 复用光信号基本上仅仅包括 X 偏振。在步骤 S 12， 将由 DC 分量检测器 132 检测到的 DC 分 量 DC_X 存储在指定的存储区域。在此， 由于偏振复用光信号基本上仅仅包括 X 偏振， 所以 DC 分量检测器 132 的检测值 ( 即 DC_X) 代表 X 偏振的功率。
     在步骤 S13， 将调制后光信号 X(X 偏振 ) 控制为禁用， 并将调制后光信号 Y(Y 偏振 ) 控制为启动。在上述示例中， 将光衰减器 13 的衰减量控制为最大值， 并且将光衰减器 23 的 衰减量控制为最小值。在步骤 S14， 存储 DC 分量检测器 132 检测到的 DC 分量 DC_Y。同时， 在步骤 S13 至 S14， 从偏振光束合并器 31 输出的偏振复用光信号基本上仅仅包括 Y 偏振。 因此， 检测到的值 DC_Y 代表 Y 偏振的功率。在步骤 S15， 控制功率调节元素， 使得 DC 分量 DC_X 和 DC 分量 DC_Y 之间的差很小。 例如， 当 “DC_X-DC_Y ＞ 0” 时， 进行控制以增加光衰减器 13 的衰减量， 并 / 或进行控制以减 少光衰减量 23 的衰减量。请注意， 控制器 133 存储功率调节元素的最新设置值， 并且在步 骤 S15 中更新存储的设置值。
     在步骤 S16， 将在步骤 S15 中获得的差与指定阈值进行比较。阈值是充分小的值。 即， 在步骤 S 16， 确定 DC 分量 DC_X 和 DC 分量 DC_Y 之间的差是否大致收敛到零。如果差大 于阈值， 则处理返回步骤 S11。换句话说， 重复进行步骤 S11 至 S15， 直至差变为小于阈值。 接着， 当差变为小于阈值时， 将更新后的功率调节部的设置值 init_adj_1 由存储在指定的 存储区域中。
     接着， 在步骤 S18 至 S19 中， 使用第二控制系统来控制 X 偏振和 Y 偏振之间的功率 平衡。该处理与图 18 例示的步骤 S3 至 S4 相同。即， 存储第二控制系统中获得的设置值 init_adj_2。
     在步骤 S20， 计算代表在步骤 S17 中存储的 init_adj_1 和在步骤 S19 中存储的 init_adj_2 之间的误差的校正值 (offset)， 并将其存储在指定的存储区域。由此， 在步骤 S11 至 S20， 测量第一控制系统和第二控制系统之间的误差。
     步骤 S21 至 S22 是在线控制， 其基本上与图 18 例示的步骤 S6 至 S7 相同。即， 在 第二控制系统中设置在步骤 S20 中存储的校正值 (offset)。接着， 第二控制系统使用校正 值 (offset) 来调节功率平衡。
     如上所述， 在图 19 至图 20 例示的结构和方法中， 不需要为移相器设置特殊相位 (A-Δφ 和 A+Δφ) 来调节 X 偏振和 Y 偏振之间的功率平衡。也就是说， 在本结构中， 即使 在离线控制处理中， 也可以将移位器 12 和 13 控制为最优相位。另外， 在图 19 至图 20 例示 的结构和方法中， 不需要使用具体的数据模式作为数据 X 和数据 Y 来调节 X 偏振和 Y 偏振 之间的功率平衡。
     以上描述的离线控制例如在控制系统的初始设置时、 或者当在 WDM 系统中进行波 长切换时进行。以上描述的在线控制例如定期地重复。另选的是， 以上描述的在线控制可 以在指定条件下 ( 例如当光发射器的温度改变时 ) 进行。
     另外， 在以上的说明中描述了用于发射 QPSK( 包括 DQPSK) 信号的光信号发射器， 但是本发明不限于此结构。 根据本发明的光信号发射器可以被构成为发射另一调制方案的 调制后光信号。
     此外， 接收根据实施方式的光信号发射器产生的偏振复用光信号的接收器的结构 或系统没有具体限制。 例如， 接收器可以是数字相干接收器， 或者可以是使用干涉仪的光接 收器。
     本文记载的全部示例和条件语言旨在教育目的， 以帮助读者理解本发明以及发明 人提供的概念， 从而进一步推进现有技术， 并且应当被理解为不限于这些具体指出的示例 和条件， 并且说明书中的这些示例的组织也不是表示本发明的优劣。尽管已经详细描述了 本发明的实施方式， 但是应理解的是可以对本发明进行各种改变、 替换和变型而不偏离本 发明的精神和范围。