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高频功率放大器电路及用于通信的电子部件
技术领域
本发明涉及一种高频功率放大器电路，用于利用功率放大元件放大输入的高频信号，所述功率放大元件为场效应晶体管，本发明还涉及一种可以有效地应用于包含该高频功率放大器电路的无线通信设备(例如便携式电话)的技术。本发明尤其涉及一种用于在使用功率放大FET(场效应晶体管)的饱和区的操作模式和使用非饱和区的线性操作模式中以最佳偏置条件操作无线通信设备的高频功率放大器电路，并且用于准确地根据电流检测方案检测反馈控制的输出电平的技术。
背景技术
在无线通信设备(移动通信设备)例如便携式电话单元的传统方案中，一种方案是欧洲国家所采用的GSM(全球移动通信系统)。该GSM方案执行称为GMSK(高斯最小频移键控)的相位调制，其根据传输数据转换载波的相位。
通常，无线通信设备的传输输出级包含高频功率放大器电路。某些基于GSM的无线通信设备被设计成，在必要时通过根据由APC(自动功率控制)电路基于来自基带LSI的传输级和来自传输输出检测器的信号产生的控制电压来控制所述高频功率放大器电路的偏置电压，而建立通信输出功率电平。
在近来的便携式电话单元领域中，存在一种具有双模式通信功能的EDGE(增强数据速率型GSM的改进)方案的建议，其中基于GMSK调制进行音频信号的通信，并基于8-PSK(相移键控)调制来进行数据通信。
8-PSK调制是对从GMSK调制中得到的载波的相位的偏移，增加了振幅的偏移。其与每符号发送1比特信息的GMSK调制相比，能够每符号发送3比特信息。因此，该EDGE方案可以在比GSM方案高的传输率下进行通信。
基于GSM的通信系统的高频功率放大器电路可以操作在饱和区中，用于根据所需的输出电平放大调相信号，而执行基于EDGE传输/接收的无线通信系统的高频功率放大器电路需要振幅控制，因此必须在非饱和区中进行线性操作。
对于基于GSM方案和EDGE方案操作的通信系统的高频功率放大器电路，一种可能的高频功率放大器电路操作方式是，在具有GMSK调制的GSM模式下，根据要求的输出电平控制输出FET的栅极偏置电压，输入信号的振幅固定不变，并且在具有8-PSK调制的EDGE模式下，通过改变输入信号的振幅来控制输出功率，而输出FET的栅极偏置电压固定不变。
然而，这种方式必然需要一种增益可变的放大器及其控制电路，用于在EDGE模式下改变输入信号的振幅，结果导致电路规模增加(参见图2)。此外，为了增强在小的输出电平下的调制精确性和功效，有必要同时控制增益可变的放大器和高频功率放大器电路的偏置电压，结果导致一种错综复杂的控制系统。
在固定的栅极偏置电压的情况下，由于EDGE模式中计划的良好的线性特性，其中高频功率放大器电路必定具有线性操作，因此，通过设定输出FET的偏置电压为具有相对于GSM模式高的增益需要流过大量的无功电流。然而，该增益对于小的输入信号电平来说却太高，而且产生的放大噪声分量引起增加的噪声泄漏到与传输频率分隔20MHz或更高的接收频带中。
在无线通信系统中，高频功率放大器电路根据来自控制电路(基带电路等)的需求输出电平并基于高频功率放大器电路或以耦合器检测的天线和检测电路的输出反馈控制其输出功率。在这方面，本发明的发明人研究了一种电流感应方案，该方案抱着使电路规模更小的目的从半导体芯片中的高频功率放大器电路的输出电流中检测输出电平。该研究揭示了此方案当应用到通过改变输入信号的振幅、栅极偏置电压固定不变来控制输出功率时的一个问题。也就是，高频功率放大器电路产生了相对于DC偏置分量太小的输出电流变化，特别是在小的输出电平情况下，所产生的输出电平检测的不良灵敏度使得不能进行精确地输出控制，并且引起检测电平响应温度的变化和电源电压的变化而波动。
发明内容
本发明的一个目的是，对于既有相位调制又有振幅调制的无线通信系统，提供一种高频功率放大器电路和包含该电路的电子部件(模块)，它们通过消除对专用于改变输入信号振幅以满足要求的输出电平的放大器电路的需求，可以减小电路的规模。
本发明的另一个目的是，对于既有相位调制又有振幅调制的无线通信系统，提供一种高频功率放大器电路和包含该电路的电子部件，它们通过在线性操作期间降低放大器电路的增益，可以减轻对接收频带的信号泄露。
本发明的又一个目的是，对于既有相位调制又有振幅调制的无线通信系统，提供一种高频功率放大器电路和包含该电路的电子部件，它们可以基于电流感应方案检测要反馈的输出电平，并且即使是在小的输出电平情况下也可以具有足够的检测灵敏度，从而执行精确的输出控制。
本发明的这些及其他目的和新颖特征从以下描述和所附的附图中将变得更加明显。
在本说明书所公开的本发明的发明方案中，典型的示例简述如下。
本发明的第一个部分，是用于一个具有第一操作模式和第二操作模式的无线通信系统，在第一操作模式下利用高频功率放大器电路放大相位调制的高频信号，在第二操作模式下利用高频功率放大器电路放大相位和振幅调制的高频信号，其被设计成将振幅和频率固定的高频信号输入到高频功率放大器电路中，并且根据由控制电路基于所要求的输出电平和检测到的输出电平产生的控制信号控制放大器电路的放大级的偏置状态，从而进行信号放大以满足所要求的输出电平。因此，该输出电平能够被用于第一和第二操作模式的相同控制系统所控制，而不需要高频功率放大器电路前级的可变增益放大器，因此可以简化该控制系统。
本发明的第二个部分，是用于一个要求高频功率放大器电路的线性操作的无线通信系统，其被设计成配置具有一个双栅极FET或两个串联连接的FET的放大器电路的第一级放大器，输入的高频信号和第一偏置电压被输入到FET的第一栅极端，高于第一偏置电压的第二偏置电压被输入到第二栅极端，并且通过第一偏置电压产生一偏置状态以提供线性特性给第一级放大器，通过第二偏置电压抑制第一级放大器的增益。结果，该高频功率放大器电路在线性操作期间使增益降低，因此能够减轻对接收频带的信号泄露。
本发明的第三个部分，是用于一个基于所要求的输出电平和由输出检测装置所检测的输出电平使其输出电平受到控制的无线通信系统，其被设计成包括一个由晶体管组成、接收高频功率放大器电路的末级放大器的输入电压的输出电平检测装置，一个复制晶体管电流的电流镜电路，以及一个将所复制的电流转变成电压的电阻器。因此，可以根据电流检测方案检测要反馈的放大输出电平，并且即使是在小的输出电平情况下也可以确保足够的检测灵敏度，从而可以进行精确的输出控制。
附图的简要说明
图1是表示使用基于本发明的高频功率放大器电路的无线通信系统的配置的方框图；
图2是表示为基于GSM和EDGE的传输和接收所设计并在本发明之前由本发明人研究过的无线通信系统的配置的方框图；
图3是表示基于本发明的一个实施例的高频功率放大器电路的电路原理图；
图4是表示高频功率放大器电路的输出控制电压和从偏置控制电路提供给第一级放大器电路的控制电流之间的关系图；
图5是表示高频功率放大器电路的输出控制电压和施加于第一级功率FET的第一和第二栅极的偏置电压之间的关系图；
图6是表示基于本发明的另一个实施例的第一级放大器电路的电路原理图；
图7是表示图6的实施例应用于其中的高频功率放大器电路中的输出控制电压和应用于第一级功率FET的第一和第二栅极的偏置电压之间的关系图；
图8是表示操作于GSM和EDGE模式下高频功率放大器电路的输出功率和全部增益之间的关系图；
图9是表示在第一级功率FET的第一和第二栅极应用了一个比另一个更高或更低的偏置电压的情况下，传给第一级功率FET的无功电流和该实施例的高频功率放大器电路的输出控制电压之间的关系图；
图10是表示在本实施例的高频功率放大器电路的情况下输出功率和从电流感应输出检测电路得到的检测电流之间的关系图；同时也示出了在图2所示的研究系统中输出功率和从电流感应输出检测电路得到的检测电流之间的关系；
图11是表示在大输出功率和小输出功率情况下的高频功率放大器电路的末级电流的波形图；
图12是表示基于本发明的另一个实施例的电流感应输出检测电路的电路原理图；
图13是简要表示包含本发明的该实施例的高频功率放大器电路的一个功率模块的物理结构的立体和局部剖面示意图。
实现本发明的最佳方式
本发明的实施例将参照附图进行详细说明。
图1示出了根据本发明可以进行基于EDGE通信的无线通信装置的传输系统的配置。该系统包括一个具有为GSM方案的GMSK调制和EDGE方案的8-PSK调制设计的调制电路的高频IC 100，一个功率模块200，包括用于与天线ANT一起传输的高频功率放大器电路(下文中将简称为“功率放大器”)210和用于测量传输功率的输出检测电路220，一个以半导体集成电路为形式的基带电路(将简称为“基带LSI”)300，用于根据发送数据(基带信号)和高频IC 100的控制信号产生一个I/Q信号，一个包括连接到传输输出端、滤波器以及发送/接收开关的阻抗匹配电路的前端模块400，和一个输出控制电路500，用于通过比较来自功率模块200中的输出检测电路220的信号和来自高频IC 100的输出电平指令信号PLS，产生功率放大器210的输出控制电压Vapc，使得功率模块200的输出功率电平与指令信号PLS一致了。
输出电平指令信号PLS是在基带LSI300的控制下由高频IC 100产生的。当距基站的通信距离近时，该指令信号电平就低，反之，距离远则高。特别是，提前检查高频IC 100和电源模块200的特性，以产生指示请求的输出电平与输出电平指令信号PLS之间的对应关系的数据，并且记录在基带LSI300的内部非易失性存储器中或类似装置中，以便高频IC 100响应与基站通信所产生的请求输出电平通过查找记录数据表来发布输出电平指令信号PLS。如果高频IC 100包含一个用于校正特性差异的电路，则更正数据也可以被记录在基带LSI300的内部非易失性存储器中。
除了该输出电平指令信号PLS，高频IC 100还在基带LSI300的控制下发出传输开始信号TXON。可选择地是，传输开始信号TXON也可以直接从基带LSI300发送到功率模块200。
图1的配置还包括一个从接收信号中消除无用波成分的滤波器410，和一个放大接收信号以反馈给高频IC 100的低噪声放大器420。该实施例的高频IC 100可以插入一个包含用于降频变换所接收的信号为中频信号的混频器和一个高增益可编程增益放大器的接收系统，虽然该装置并不是必需的。低噪声放大器420也可以被包含在高频IC100中。
本实施例的高频IC 100具有发送基于GSM方案的GSMK调制的信号和基于EDGE方案的8-PSK调制的信号的功能。由基带LSI300指示是基于GSM的传输(GSM模式)还是基于EDGE的传输(EDGE模式)。对于GSM模式的传输，高频IC 100实行GMSK调制，按照要发送的信息对载波提供相位调制，并且所产生的相位调制传输信号ΦTX被作为高频信号反馈给功率模块200。对于EDGE模式的传输，高频IC 100实行8-PSK调制，按照要发送的信息对载波提供相位转换和振幅转换，并且所产生的相位/振幅调制信号被反馈给功率模块200。
图2示出了在本发明之前所研究的系统配置。该系统被设计成通过应用传统的普通GSM方案执行基于EDGE的传输，其具有一个用于功率放大器(PA)210的前级的振幅控制(输出电平控制)的可变增益放大器(AGC)230。对于输出检测装置，最初考虑的电流感应输出检测电路，当完整使用GSM的功率放大器时对于较小的输出电平范围，其在检测灵敏度上是不理想的，因此决定在传统的基于GSM系统的情况下，该系统使用一个连接到功率放大器的输出的耦合器CPL，和一个由检测器和放大器电路组成的输出检测电路OPD。图2没有示出传输系统的电路和基带电路。
下面的表1示出了对图1所示实施例的系统和图2所示的被研究系统的功率放大器210的输入信号Pin和输出控制电压Vapc的设定方式。
表1

    本实施例  被研究的电路    GSM  EDGE  GSM  EDGE  Pin    固定  固定  固定  可变  Vapc    可变  可变  可变  固定
在GSM模式下，本实施例的系统和所研究的系统两者的输入信号Pin的频率和振幅均固定，并且根据输出控制电压Vapc控制(改变)它们的输出功率。
在EDGE模式下，该研究系统通过可变增益放大器(AGC)230改变其输入信号Pin的振幅，并且使其输出控制电压Vapc保持不变。对于操作控制，提供了一个开关，用于将由偏置控制电路500产生的控制电压Vapc的接收方从功率放大器(PA)210切换到可变增益放大器230，以便控制可变增益放大器(AGC)230的增益，从而控制输出信号的振幅(输入信号Pin到功率放大器210)。
本实施例的系统在EDGE模式下，同样使其输入信号Pin的频率和振幅固定，并根据输出控制电压Vapc控制(改变)其输出功率。因此，它能在GSM模式和EDGE模式下使用相同的控制电路控制高频功率放大器电路，而且并不一定需要用于振幅控制的可变增益放大器。因而可以简化系统配置，并且可以减少部件的数量或在半导体集成情况下的芯片尺寸。功率放大器210被设计成允许在两种模式下使用相同的控制电路，正如将在后面所说明的。
图3示出了该实施例的功率模块200的具体电路配置。该功率模块200由包括用于放大输入高频信号Pin的功率放大FET的高频功率放大器电路210，测量放大器电路210的输出功率的输出检测电路220，以及控制流经放大器电路210的所有级的功率放大FET的无功电流的偏置控制电路230组成。
本实施例的高频功率放大器电路210包括三个功率放大FET211、212和213，FET212和213的栅极端分别连接到FET211和212的漏极端，从而构成一个三级放大器电路，尽管这种情况不是必须的。FET211、212和213的栅极端分别连接到MOSFET214、215和216的栅极端，从而形成电流镜电路。偏置控制电路230将控制电流Ic1、Ic2和Ic3提供给电流镜MOSFET214、215和216，这样与控制电流Ic1、Ic2和Ic3相同或成比例的无功电流I IIDLE1，I IIDLE2和I IIDLE3就流经FET 211、212和213。偏置控制电路230和电流镜电路的MOSFET214、215和216能够组合成一个偏置电路。
FET211、212和213经过各个电感元件L1、L2和L3提供电源电压Vdd给它们的漏极端。高频输入信号Pin经过电容器C1被输入至第一级FET211的栅极端。末级FET213漏极端经过电容器C10连接到输出端OUT。因此，放大器电路210仅放大高频输入信号Pin的a.c.部分，并且输出一个放大信号Pout。该输出信号Pout的功率电平由偏置控制电路230提供的控制电流Ic1、Ic2和Ic3控制。
在该实施例中，第一级FET 211和电流镜MOSFET 214每一个都由所谓的具有两个栅极电极用于一个沟道的双栅极MOSFET构成。电流镜MOSFET214串联连接一个电阻器Re或Rg，Re或Rg的两端的电压被提供给第一级功率FET211的第一栅极和第二栅极，导致功率FET211有与控制电流Ic1相同或成比例的无功电流I IIDLE1流过。高频输入信号Pin被输入至具有无功电流I IIDLE1的FET211的第一栅极端。
虽然在本实施例中为了方便构造使用了双栅极MOSFET，但是它可以以例如图6所示的两个串联连接的MOSFET211a和211b所代替，该两种情况具有相同的电路操作。
偏置控制电路230响应由高频IC 100(或基带LSI300)提供的启动控制信号TXON启动操作。为了偏置三级FET211，212和213，电路230根据由高频IC 100(或基带LSI300)发出的模式指令信号MODE为EDGE模式产生控制电流Ic1，Ic2和Ic3，或者为GSM模式产生控制电流Ic1’，Ic2’和Ic3’(Ic1’＞Ic1，Ic2’＞Ic2，Ic3’＞Ic3)。图4示出了输出控制电压Vapc和由输出功率控制电路500根据Vapc产生的控制电流Ic1和Ic1’(Ic2和Ic3实际上相同)之间的关系。在图4的曲线图中，实线代表EDGE模式下的电流Ic 1，虚线代表GSM模式下的电流Ic1’。
第一级功率FET211通过电阻Re或Rg和开关240连接到偏置控制电路230，这样EDGE模式的控制电流Ic1就通过电阻Re馈送，或者GSM模式的控制电流Ic1’通过电阻Rg馈送。设置Rg的电阻大于Re，以便在EDGE模式下，第一级FET211对第一栅极上的输入信号具有更好的线性度。第一级FET211的第二栅极提供有偏置电压Vcg，偏置电压Vcg总是比第一栅极的偏置电压Vg1高出电阻器Re或Rg两端的电压降。
图5示出了当控制电流Ic1流经第一级放大器的电流镜MOSFET时，分别提供给FET211的第一栅极和第二栅极的电压Vg1和Vcg的变化。与图4对应，实线代表EDGE模式的栅极电压，虚线代表GSM模式的栅极电压。
基于将高频信号Pin输入至用作第一级FET211的双栅极MOSFET的第一栅极，以及将遵照输出控制电压Vapc的偏置电压Vg1和Vcg分别应用到第一栅极和第二栅极，根据本实施例FET的增益在输入的高频信号Pin保持不变的条件下，与输入高频信号Pin并应用遵照输出控制电压Vapc的偏置电压至常见的单栅极功率FET的栅极端相比，可以更多地抑制FET的增益。
下面是可以想到的原因。假使来自传输振荡器或类似装置的某一大小的高频信号Pin被输入到功率FET211的栅极，并且所请求的输出电平为低，则有必要减弱输入信号。如果仅通过单独控制栅极偏置电压Vg1同时固定FET漏极电压来试图减弱，则FET的偏置状态极大地改变，导致信号失真。相反，通过降低第一栅极的电压，同时降低用作功率FET211的双栅极MOSFET的第二栅极的电压，则有可能降低FET的增益。这种情况在如图6所示的一前一后连接FET211a和211b的情况下更容易理解。当FET211a的栅极偏置电压Vg1被降低，同时通过处理FET211b的栅极电压Vcg，FET211a的漏极电压被降低时，源极-漏极电压实际上可以与FET211a的栅极-源极电压的变化相同比例改变，因此可以响应Vg1的下降来降低FET211a的增益，同时实际上保持FET211a的偏置。也就是，通过适当地控制两个栅极电压，有可能降低FET的增益，而并不需要牺牲FET的A级放大特性，即线性特性。
该实施例被设计成基于双栅极MOSFET的第一栅极的偏置电压Vg1增加无功电流I IIDLE1，同时以第二栅极抑制增益，从而可以防止在EDGE模式下第一级FET211的线性操作中出现由功率放大器的过度增益所引起的增加的噪声。
具体来说，在图3的电路中单栅极FET用于第一级FET211的情况下，为了确保线性度，通过提高输出控制电压Vapc到某种程度，必然会增加栅极偏置，这导致与GSM模式下的增益(由斜的方形符号标注)相比，EDGE模式下具有相当高的增益(由普通方形符号标注)，如图8所示。相反，使用双栅极MOSFET用于第一级FET211，可以使EDGE模式下的增益减少至GSM模式下的增益，如图8中由三角形符号所示的。因此，可以防止出现由功率放大器的过度增益所引起的接收频带中增加的噪声。
图8用于在当功率电压Vdd是3.5V，发射频率是900MHz，并且输出控制电压Vapc对于GSM模式是1.3V，对于EDGE模式是1.6V时，跨越随输入信号Pin改变的输出功率Pout的范围比较第一级FET211的增益值。
在图3的电路中，输出控制电压Vapc按照图5中的实线A和B所示变化。不管输出控制电压Vapc的变化，第一级功率FET211控制其栅极电压，以便第二栅极的电压Vcg总是高于第一栅极的电压Vg1。因此，就可以阻止第一级FET的增益下降太多，从而提高EVM(误差向量大小)。虽然电路在即使Vg1高于Vcg时也能操作，但是所产生的降级FET211的线性使输出信号发生失真。所以使Vcg高于Vg1有利于改善EVM。
在该实施例中，通过提供给第一级放大器的电流镜电路的电流Ic1在电阻器Re或Rg的两端所产生的电压被应用到第一栅极和第二栅极，因此Vcg总是高于Vg1。可选择地是，单独产生的满足此条件的电压也可以被应用到第一和第二栅极。除了Vcg＞Vg1的条件，有利地是控制Vcg-Vg1的值在满足Vcg-Vg1＜1.2Vth的范围内，其中Vth是FET的阈值电压。
图6所示的电路中应用了一对FET211a和211b，和另一对FET214a和214b来代替双栅极FET。与控制电流Ic1成比例的无功电流I IIDLE1通过电流镜FET214a流向第一级功率放大FET211a，输出控制电压Vapc被应用到位于FET211a漏极侧的FET211b的栅极端。因此，实线A’所示的电压被作为Vcg应用于FET211b的栅极，虚线B’所示的电压被作为Vg1应用于FET211a的栅极。
在图6的电路中，如果Vg1高于Vcg，FET211a和211b的无功电流IIIDLE1就会如图9中斜的方形块所标示的曲线倾斜，结果增加的输出信号失真使EVM恶化。反之，通过控制图6的第一级放大器在由虚线E所示的范围内，其中保持条件Vcg＞Vg1，则FET211a和211b的无功电流I IIDLE1能够与输出控制电压Vapc成比例的变化，如图9中普通方形块所标示的。图3的电路也总是满足Vcg＞Vg1的条件，并且无功电流IIIDLE1与输出控制电压Vapc成比例变化。
因此，输出信号的失真减少，改善了EVM。通过控制放大器电路使第一和第二栅极的电压Vcg和Vg1保持条件Vcg＞Vg1，从而末级FET213的漏极电流就可以强烈变化，可以改善输出电流检测的灵敏度，如下文所述。
下面将对如图3所示本实施例的功率模块200中的输出检测电路220进行说明。输出检测电路220包括其栅极端通过一个电阻器Ri提供有与末级功率放大FET213的栅极电压相同的电压的MOSFET221，串联连接在MOSFET221与电源电压端Vdd_ctrl之间的电感元件L4和MOSFET 222，与MOSFET 222并联连接的MOSFET223，与MOSFET223串联连接的电流-电压转换电阻器Rs，和一个连接在MOSFET221的栅极端与地之间的输入阻抗匹配电容器Ci。
MOSFET222的栅极和漏极连在一起，MOSFET223的栅极连到MOSFET222的栅极，从而形成一个电流镜电路。为了使流过输出检测电路220的电流最小化，使用一个比末级功率放大FET213的额定值更低的FET作为输出检测MOSFET221。
通过施加与末级功率放大FET213的栅极电压相同的电压到MOSFET221的栅极，与FET231的漏极电流成比例的电流流过MOSFET221，且该电流被电流镜电路复制后流经电阻器Rs，因此，电阻器Rs和MOSFET223的连接节点N1上的电压VSNS与末级功率放大FET213的电流成比例。代表输出电平检测信号的电压VSNS被反馈给图1中的输出控制电路500，其比较电压VSNS与来自基带LSI300的输出电平指令信号PLS，以产生将反馈给偏置控制电路230的输出控制电压Vapc。
如果为图2所示的系统提供一个如图3中的FET221的输出检测MOSFET，其中功率放大器电路200的第一级FET211是一个单栅极FET，输入信号Pin根据要求的输出电平随着可变增益放大器(AGC)改变，当如图10的虚线所示输出Pout电平很低时，流过该检测MOSFET的电流ISNS改变的太小以至于不能获得足够的检测灵敏度。
然而，根据图3的实施例，功率放大器的第一级FET211是双栅极FET，其第一栅极根据输出控制电压Vapc偏置，并且通过使第一和第二栅极的电压Vg1和Vcg满足条件Vcg＞Vg1而操作于抑制增益下，因此允许末级交换具有增加的增益。因此，与图2所示的电路相比，末级FET213能够使其漏极电流在较低的输出电平更强列地变化。结果，输出检测MOSFET221的电流ISNS即使在较低的输出电平也能够充分地改变，如图10的实线所示，因此可以提高输出电流检测的灵敏度。
由于电流镜电路的形成，图3的输出检测电路220可以仅具有一个输出检测的输出端。特别是在这方面，输出检测电路可以另外由输出检测MOSFET221和串联连接到MOSFET221的电流-电压转换电阻器(Rs)单独组成，其中MOSFET221的栅极端通过一个电阻器Ri提供有与末级功率放大FET213的栅极电压相同的电压。然而，这一电路配置需要两个端用于导出穿过电阻器Rs的电压。反之，根据本实施例采用电流镜电路(FET222和FET223)并且电阻器Rs的一端接地，使得电路220仅有一个外部端用于输出检测。
此外，由于在MOSFET211的栅极端和地之间连接输入阻抗匹配电容器Ci，图3的实施例中的输出检测电路220能够增强末级FET213的漏极电流与MOSFET221的漏极电流之间的相互关系。特别是，为了使进入功率放大FET213的栅极的噪声最小化，输出检测电路220在感应FET221的栅极上通过电阻器Ri接收与末级功率FET213的输入电压相同的电压，结果电路220增加的阻抗能够通过提供电容器Ci而抵消。
更具体地，FET213在低输出电平时增益很低，而且漏极电流Id并未饱和，如图11的虚线所示。另一方面，较高的输出电平使得FET213的增益增加，并且漏极电流Id如实线所示达到饱和状态。具有高输入阻抗的输出检测电路220减缓了输入信号的传播，导致检测电流ISNS与FET213的漏极电流Id相比，振幅更小。因此，电路220的检测电流ISNS甚至在电流Id的饱和状态也不能饱和，导致输出电流Iout和检测电流ISNS之间的相互关系不连续。然而，提供连接到输出检测FET221的栅极的输入阻抗匹配电容器Ci就可以降低输入高频信号的输入阻抗，使得FET221在FET213饱和时也达到饱和。因此，FET213的漏极电流Id和检测电流ISNS具有增强的相互关联性，实现更加精确的输出电平检测。
图12示出了输出检测电路220的另一个实施例。该输出检测电路220包括一个代替电感元件L4的电阻器R4，连接在输出检测FET221和电流镜电路的MOSFET222之间。使用电阻器R4减少了电路220的电源电压依赖。特别是，当没有电阻器R4时，电源电压Vdd-ctrl的改变导致FET221的电流变化，反之存在电阻器R4时，减少了由电源电压Vdd_ctrl的改变所引起的FET221的漏极电压的变化，导致流过FET221的电流发生较小的变化。电路220可以既包括电感元件L4又包括电阻器R4。
图3的电路配置中，用MS1-MS6标注的是微带线，它们是电感元件，在高频功率放大器电路210的各级之间起阻抗匹配的作用，MS7和MS8也是微带线，用于FET213与输出端Pout之间的阻抗匹配。该传输系统实际上包括两对功率放大器电路，每一个的配置如上所述，其中一个电路通过高频IC 100接收经过GMSK调制的信号用于GSM，另一个电路通过高频IC 100接收经过8-PSK调制的信号用于DCS和PCS，因此配备了双频带功率模块。
在该实施例中，高频功率放大器电路210的第一和第二级功率放大FET211和212以及相应的电流镜MOSFET214和215(用于GSM和EDGE中的每一个)，偏置控制电路230，和输出检测电路220的电流镜MOSFET222和223一起作为一个半导体集成电路IC1构成在半导体芯片上，但是这并不是必需的。MOSFET214和215具有和功率放大FET211和212相同的传导类型(n-沟道类型)，因此具有相同的结构，并具有相同的热特性，所以可以使由温度变化引起的电路210的特性变化最小化。传导来自偏置控制电路230的控制电流的电阻器Re和Rg作为外部附加部件连接到该模块中。
高频功率放大器电路210的末级FET213，相应的电流镜MOSFET216，和输出检测FET221被制作在一起作为在另一个半导体芯片上的半导体集成电路。输出检测FET221的栅极输入电阻器Ri，串联连接到电流镜MOSFET223上的电流-电压转换电阻器Rs，以及输入阻抗匹配电容器Ci是外部附加的部件。
对于双频带设计，包括末级FET213，相应的电流镜MOSFET216，和输出检测电路220的MOSFET221-223的半导体集成电路被制作在芯片IC2上用于GSM，被制作在芯片IC3上用于PCS。这些半导体芯片IC1、IC2和IC3以及包括电阻器Re，Rg和Rs，电容器Ci和C1-C11的分立部件被装配在一个普通的陶瓷衬底上以成为用于无线通信的电子部件。上面提到的微带线MS1-MS7由陶瓷衬底上铜导线或同类物构成用以达到预期的电感值。陶瓷衬底上的组件包括功率放大元件或它们的集成电路、电阻器和电容器，它们在这里被称为“一个功率模块”。
图13简要地示出了本实施例的功率模块的物理结构和主要部件。该功率模块的主体10具有多个铝和陶瓷的电介质薄片11的叠片结构。每一个电介质薄片的顶面和/或背面具有被定型和镀金的铜导体层12或类似物。12a指示的是一个来自导体层12的导线分布。每一个电介质薄片11具有若干个填充导体的通孔13，用于连接导体层12的顶面和背面之间或布线图案。
图13所示的功率模块具有六个层压的电介质薄片11，导体层12被形成以覆盖了其中的第一、第三和第六薄片的整个背面，并且这些导体层12被用于传导地电压。剩余的电介质薄片11的顶面和背面上的导体层12被用作传输线。导体层12的宽度和电介质薄片11的厚度被适当地进行选择以使传输线具有50Ω的阻抗。
第一、第二和第三电介质薄片11具有矩形开孔，用于容纳半导体芯片IC1、IC2和IC3。每个芯片通过固定部件14被固定在开孔(第四薄片)的底部。第四和更低的电介质薄片11具有若干个承载孔15，其中填充了用于传导由IC1，IC2和IC3产生的热量给底部导体层的导体，以便加强散热效率。
IC1、IC2和IC3通过焊接线31使其顶面的电极电连接到某些导体层12。第一电介质薄片11的上表面上具有用于形成微带线MS1-MS8的导线分布12a，并且外部附加的电子部件，包括用于功率放大器电路210和输出检测电路220的电容器Ci和C1-C11以及电阻器Ri和Rs都装配在该表面上。在这些部件中，电容器可以替换地利用电介质薄片11的顶面和背面上的导线层而形成在所述衬底的内部。
虽然已结合具体实施例对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于这些实施例，而是很明显的在不脱离本发明的实质的情况下可以进行各种改变。
例如，在前述实施例的高频功率放大器电路中，第一级功率放大器(功率FET211)是一个双栅极MOSFET，并且使用了偏置电阻器Re和Rg，以便第二栅极的电压总是高于第一栅极的电压。一个可选择的方案是提供一个适当的电平转换电路，代替电流镜电路和电阻器Re和Rg，并且通过应用输出控制电压Vapc或导出物至第二栅极，并应用电压的下移形式至第一栅极来使第一级FET211偏置。
前述实施例的高频功率放大器电路中的功率放大FET为三级，其也可以为两级或四级或者更多级。第二和第三级FET212和213每一个也可以是两个并联连接的FET。
在前述实施例中，第一和第二级功率放大FET211和212、相应的电流镜MOSFET214和215、以及将偏置电压供给这些FET的栅极端的偏置控制电路230被制作为一个半导体集成电路，并且第三级FET213和输出检测FET221被制作为另一个半导体集成电路。另外，所有这些部件，即功率放大FET211-213、相应的电流镜FET214-216、以及偏置控制电路230可以被制作为一个芯片上的半导体集成电路。
工业实用性
虽然已结合用于EDGE方案通信的高频功率放大器电路的实施例对本发明进行了说明，其中功率放大FET操作在线性区域中，但是本发明也可以应用于其它方案的通信设备中，例如cdmaOne系统，它是基于CDMA(码分多址)方案实现多路复用，和IS95系统，其中的高频功率放大器电路的功率放大FET操作在线性区域内。
对于在各种通信方案，例如CDMA或WCDMA(宽频带CDMA)方案，以及具有EDGE模式的GSM方案和DCS方案中可以实现通信的双频带、三频带或更高的多路频带方案的通信系统来说，本发明能够应用于高频功率放大器电路的偏置技术，其可以对基于CDMA方案的传输以及基于GSM方案和DCS方案的EDGE模式的传输进行放大。