矢量控制感应电机的 制动方法、控制装置和存储媒体 本发明涉及所谓的感应电机的矢量或磁场定向控制，更确切地说，该发明涉及一种矢量控制感应电机的制动方法。本发明还涉及实现这种方法的控制装置和存储用于实现这种方法的程序的存储媒体。
为了改变感应电动机的转速，通常需要有一个可变频率和电压的多相交流电源。因为，感应电动机速度的高低主要是由电源的频率所决定，电动机内部磁通的大小取决于电源的电压幅值。正如图1和参考文献“Power Electronics and Variable Frequency Drives.Edited by Bimal K．Bose，IEEE Press，1996，pp.211”所示，这样的交流电源一般是采用电子式DC-AC变频器从直流电源而得到。在图1中，直流母线电容器10表示一个直流电源，它是从三相交流电网电源(图1中被省略)经过三相整流器12整流得到的。标号16代表感应电机，简单地由其定子绕组表示。一般采用电解电容器作为直流母线电容器10，而且容量较大，以便能够保持直流母线电压ud稳定和为流过变频器14的快速变化的负载电流提供通路。由于晶体二极管的成本比较低，所以二极管桥被优选作为整流器12。但是，用二极管整流器只允许能量从电网流向母线电容器，而不可能向交流电网回馈功率。如果一个交流拖动系统具有四象限运行的能力，感应电机制动时就会有能量流向直流母线电容器，这样，直流母线电压就会升高，以致超过正常值，所以必须采取措施吸收由制动而产生的回馈能量，以免直流母线电压过度升高。吸收这种回馈能量最常用的方法是采用一个与直流母线电容器10并联的开关电阻(未示出)，即斩波器和功率电阻。为此，就必须另外增加电力电子和控制电子器件，从而导致成本上升，系统可靠性降低。
众所周知，电动机和变频器运行时都有一定的损耗，所以，可以采取一定的措施利用交流电动机地损耗来吸收大部分回馈能量和变频器的损耗来吸收其小部分，从而避免了使用开关电阻或任何其它消耗上述回馈能量的硬件，达到降低成本的目的。为了帮助理解诸如此类消耗能量的方法的工作原理，首先有必要讨论一下，感应电动机有哪些种类的损耗和怎样才能利用这些损耗来吸收和消耗电机制动时的回馈能量。
为了确定利用感应电机本身损耗来消耗回馈能量的可能性，首先必须清楚地定义出电机内部的各种损耗。在电机能量流程图2中列出了这些损耗。一个三相交流电机的输入功率可以由公式(1)来表示：
Pelec=3V1I1cosψ (1)
其中：
V1是电机相电压有效值，
I1是电机相电流有效值
cosψ是电机功率因数。
电机的定子和转子都会产生损耗。定子的损耗有下列几点：
1．定子绕组的铜耗Pcu，s，其大小和定子电流Is的平方成正比：
Pcu，s=3Is2Rs (2)
其中，Rs为任意一相定子绕组的电阻。
2．定子铁芯的铁耗PFe，s，它包括铁芯的磁滞损耗和铁芯的涡流损耗，其大小取决于定子磁通幅值和定子电流的频率fs。
电机输入功率Pelec减去定子铜耗Pcu，s和铁耗PFe，s所剩下的称为气隙功率Pag，它是通过电机气隙传到转子的功率。其中一部分又将会作为铜耗和转子铁耗被消耗在转子中。它们分别是：
3．转子绕组的铜耗Pcu，r，其大小和转子电流Ir的平方成正比：Pcu，r=3Ir2Rr (3)
其中，Rr为任意一相转子绕组的电阻。
4．转子铁芯的铁耗PFe，r，它包括铁芯的磁滞损耗和铁芯的涡流损耗，其大小取决于转子磁通幅值和转子电流的频率fr。在正常的运行状态下，转子电流的频率fr很低，因此，实际上可忽略不计。
输入功率除去所有的损耗后的部分将被转换成机械功率。其中有小部分还会被作为摩擦损耗(冷却风扇和机械摩擦)消耗掉，它的大小取决于转子的机械速度。最后剩下的部分才是电机的有效机械输出功率Pshaft。为简单起见，假设转子的机械转动惯量都集中在和电机相联接的负载中，这样，电机转子就成为零机械惯量，电机的机械输出功率Pshaft都可以用来克服负载力矩和加减速。
为了制动感应电动机或降低电动机的速度，必须要使加一个制动力矩以抵消负载所产生的再生力矩和产生克服转动惯量所需的力矩。在制动过程中，电机的机械输出轴功率Pshaft为负，功率的流向如图3所示。根据滑差s的符号的不同，电机有两种运行模式。
第一种为再生制动，如图3a所示。在这种模式下，电机滑差s为负(s＜0)，定子磁通和转子的旋转方向一致，而且磁通转得比转子慢。其结果为气隙功率Pag小于零。除非电机运行在很低的速度，气隙功率总会大于电机的定子损耗，因此，电机输入功率Pelec也小于零。在这种情况下，所有的电机损耗功率以及电机的输入功率都来自电机的输出轴功率Pshaft。
第二为反接制动，如图3b所示。在这种模式下，电机滑差s大于零(s＞1)，定子磁通和转子的旋转方向相反。电机定子的损耗完全由变频器提供，而转子的损耗由变频器和电机输出轴功率Pshaft共同提供。
如果滑差s=1，则电机定子频率等于零，这种运行方式就是从所周知的直流制动方式。
为了叙述方便，负的电机输出轴功率Pshaft将称作为制动功率。如果电机恒速运行，电机速度ω等于常数，则电机的制动力矩和电机输出轴功率Pshaft成正比。因此，为使电机能提供尽可能大的制动力矩，就必须设法使得制动功率最大。如果在直流母线上没有前面已提到过的能消耗能量的装置，回馈的大部分能量就必须消耗在电机中，小部分消耗在变频器中。也就是说，要想得到一种高效率的制动方法，就得设法使电动机的消耗功率达到最大。
以一个10千瓦的感应电机为例，其各种损耗如表1所示：
表1 定子铜耗Pcu，s=0.6Ptotal 定子铁耗PFe，s=0.25Ptotal 转子铜耗PCu，r=0.15Ptotal
其中，Ptotal表示电动机总的损耗。电动机的转子铁耗可以忽略不计，因为转子电流的频率等于滑差频率，正常运行情况下只有几赫兹，所以铁耗也很低。如果电机采用强迫风冷，摩擦损耗和风阻损耗也可以忽略。
从以上的例子可以观察到，电动机的损耗主要发生在定子，和定子的铜耗和铁耗相比转子的损耗只是占很小的一部分，值得一提的是，这一观察结果对所有任意功率的电动机都适用。
对交流感应电机而言，前面已提及的直流制动方式是到目前为止被广泛应用的一种方法。整个制动过程的实现分成两步，首先，控制定子磁通到一个很小的值，然后变频器输出一个直流电压使得流过定子绕组的电流达到所允许的最大值。虽然，直流制动时流过电机的电流达到了最大值，可是得到的制动功率还是非常小。其原因是：定子磁通不旋转，因而气隙功率等于零；定子的铜耗虽然达到了最大值，但是这些损耗由变频器提供，所以并不产生制动功率；另外，由于磁通不旋转，定子铁耗也等于零；最后，转子铁耗也可以忽略不计，因为直流制动时电机总的磁通非常小。对产生制动能量真正起作用的只是转子铜耗，因此制动功率很小。从表1的例子中可以看出，对于这样一个典型的电机转子铜耗，在此即制动功率，只占电机总损耗的15％。总而言之，直流制动不可能充分利用电机的损耗来产生制动功率。
采用直流制动方法，除了所产生的制动力矩很小以外，动态性能也很差，因为电机的磁通不能突变。在允许电机建立产生制动力矩所需要的最大电流之前，必须等待一段相当于几倍电机时间常数τr的时间，以使电机磁通衰减到所希望的幅值，否则回馈的能量就会过大，引起过压。同样，制动结束后也必须等待同样的时间建立磁通后才能恢复正常运行。
采用磁场定向控制方法，亦称为矢量控制，可以得到优良的动态性能。在这里，产生力矩的分量或称作垂直分量iq(以后简称q-电流)和激磁电流分量或称为平行分量((以后简称d-电流)实现了动态地解耦。磁场定向控制基本结构如方框图4所示。在图4中，20表示速度调节器，22为磁通调节器，24，26和50是加法元件，28表示电流调节器，32及34是坐标变换器，36表示一个脉宽调制器，38表示速度传感器，40为电动机模型(或观察器)，12是一个不受控整流桥，10代表直流母线电容器，14表示变频器，感应电动机用16表示，80代表能产生一个和直流母线电压Ud成正比的信号的电压传感器。值得一提地是并不是所有磁场定向控制的变频器都带有电压传感器，但是此传感器对于本发明是必不可少的，对此以后还会作详细解释。
有关磁场定向控制的基本结构和原理已经在很多文献上发表(例如A.M.Khambadkone，J.Holtz：Vector-Controlled InductionMotor Drive with a Self-Comissioning Scheme，IEEE Trans.OnIndustrial Electronics，Vol.38，No.5，Oct.91，pp.322-327)，所以在此不再赘述。
当速度的给定值ω*低于电机的实际速度ω时，电机就会进入制动状态。在一般磁场定向控制的方法中，制动时电机激磁保持在额定值，即定子铁芯损耗保持在额定值，因为回馈到直流母线能量必须接近于零，所以此时气隙功率等于定子损耗。此时q-电流和转子电流一般非常小，由它们引起的铜耗可以忽略不计。只有d-电流在定子中产生铜耗。一般清况下，d-电流是额定定子电流的30％。因为铜耗和电流的平方成正比，所以磁场定向控制制动时的损耗是：
PFO=PFe，s+0.32PCu，s=(0.25+0.05)Ptotal=0.3Ptotal (4)
也就是说，磁场定向控制制动时只能消耗相当于电动机额定损耗的30％。
要得到最大的定子铜耗和转子铜耗，定子和转子电流必须最大；最大的定子铁耗只有在定子磁通最大和定子频率最高时发生。而且所有损耗都必须由轴功率而不是由变频器提供。同时，还要确保力矩的高动态性。
本发明的目的是要限定一种制动感应电机的方法，用它来获得最高的把回馈能量消耗在电机里的能力，同时具有很高的动态性能。本发明的另外一个目的是提供一个适合于实现这种方法的控制装置。
以上目的可以采用权利要求1所述的方法，权利要求5所述的控制装置以及权利要求13所述的存储媒体达到。本发明的优选实施例是从属权利要求的主题。
为了确保所要求的动态性能，本发明建立在磁场定向控制基础之上并对此作了改进。这样，本发明的方法和装置可以被应用于磁场定向控制的交流调速拖动系统，使系统同时具有最大制动能力和非常高的动态性能。
本发明的进一步的细节，特征和优点将会通过参照附图对优选实施例的描述而变得更加明显，其中，
图1是交流调速拖动系统的示意图，
图2描述了一个感应电机在电动状态运行时的能量流向，
图3描述了一个感应电机在(a)发电状态运行时(b)反接制动状态下的能量流向，
图4是描述磁场定向控制方法的示意方框图，
图5是感应电动机的动态模型，
图6是本发明优选实施例的控制装置的方框图，
图7分别列出了在电动状态下和在制动状态下的特征信号。
对所有图中相同元件都用相同的标号标注。
为确保所需要的动态性能，电机运行在磁场定向控制方式，因此其电磁力矩
Te=krψriq (5)
和转子磁通ψr以及q-电流成正比，其中kr=lh/lr是转子的耦合系数，lh是定子和转子绕组之间的互感，lr是转子绕组的电感。转子磁通ψr由下列微分方程定义：τrdψrdt+ψr=lhid·····················(6)]]>
其中，τr=lr／rr是转子时间常数。图5所示的信号流程直观地描述了公式(5)和(6)，[请参照文献J.Holtz：Methods for SpeedSensorless Control of AC Drives，in K.Rajashekara(Editor)“Sensorless Control of AC Motors”，IEEE Press Book，1996].
要得到如公式(2)给出的最大定子铜耗，定子电流的均方根值为Is=1T∫(T)(id2+iq2)dt···············(7)]]>
也必须是最大。可是，对于公式(7)右边的d-电流id和q-电流iq都存在以下约束条件：
1．在基速范围内d-电流id一般被大约限制在定子额定电流的30％，在弱磁范围还会更低。
2．根据公式(5)力矩的大小由q-电流iq决定，因此，制动时iq被限制在一个比较小的值，因为制动功率不允许超过电机的损耗功率，而它和电机的额定功率相比相对很小。
在本发明中，高频分量被叠加到d-电流id上，以此引起定子磁动势(mmf)的快速变化，定子磁动势又引起转子磁动势相似的变化，其结果增加了定子和转子电流的均方根值，从而增加了定子和转子的铜耗，同时，由于受高频漏磁场等的影响，磁芯的铁耗也会增加。通过改变注入的高频id-电流的幅值可以控制附加损耗。总的电机损耗至少可以和电机总的额定损耗Ptotal一样大。如果变频器能提供电流的能力大于电机的额定电流，则损耗还可以增加。另外，变频器的损耗也来自于电机，因此进一步增加了制动功率。
注入的高频分量对电机的性能不会产生副作用。图5表明，高频id-电流分量经过大转子时间常数的衰减已经对电磁力矩几乎没有影响。
本发明的一个实施例的信号流程图如图6所示。在这个控制结构图中，d-电流id的平均值idav和均方根值idrms是分开控制的；转子磁通控制器22决定d-电流参考值id*的平均值idav；信号idrms由损耗控制器56产生，它代表所需要的id*的均方根值idrms，这个信号经过限制器58限制后输出，它只有可能是一个正值。控制结构图6的输出信号是定子电流参考向量is*。通过以这个参考向量代替图4中常规控制方法的信号is*，使得控制结构既能控制电动运行又能控制制动运行状态。剩下的其它部分和图4中的元件10，12，14，16，36以及55相同，因此图6中不再示出。
为简化起见，在以后的讨论中假设速度总是大于零，因此，电动状态时力矩为正，发电机或制动状态时力矩为负。如果电机反转，电动状态时力矩为负，而发电机或制动状态时力矩为正，与此相对应，当电机反向时，q-电流iq和其它一些特殊控制信号的符号也反向。为简化起见，电机反转运行的情况将不作讨论。根据现有的知识完全可以导出电机反转时制动运行控制方法的相关运行条件。
下面主要讨论电动状态，图7中的时间区段A给出的波形说明了这种运行状态。磁通控制器22产生代表d-电流id平均值的控制信号idav，这个信号决定电动状态时d-电流给定值id*，对于这一点以后还会叙述到。由于磁场定向控制所具有的高动态性能，图6中的信号︱ω*︱和︱ω︱几乎相等，于是由损耗控制器56产生的信号60是非常小而且是一个正的值或零值，负值被限制器58所抑制，所以不可能产生。限制器58的传递函数是y=f(x)，当x＞0时，y=0；当0≥x＞-xmax时，y=-x和当x≤-xmax时y=xmax。在图7的上半部分，电动状态时信号60的幅值被标记作imot，由于imot＜idav，加法器61的输出为imot-idav，是一个负值，因此，限制器62的输出等于零，限制器62的传递函数为y=f(x)：当x＜0时，y=0，当x＞0时，y=x。
振荡器64产生一个为单位幅值的三角波信号，这个载波的频率fc被设定为fc＞l/τr，其中τr是电机转子时间常数，一个非常典型的值是fc=20Hz，乘法器66的输出是一个三角波，它的幅值为imot＜idav，这样加法器68的输出大于零，从而比较器70的输出为单位1。乘法器72的输出定义d-电流的参考值id*此时得到id*=idav，因为限制器62的输出是零。
电动运行状态相当于正常的磁场定向控制，垂直方向电流的参考值iq*由速度控制器20和限制器90决定，为了避免变频器过流，在磁场定向控制中q-电流的参考值iq*被对称限制在正负边界±iqmax以内。正方向iq-电流的边界iqmax为常数，而负边界是一个变化量，它受信号88控制，控制信号88通过对电压控制器84的输出信号经反向器86反向而得到。加法器82的输入的一端是电压给定信号udmax，大约等于1.2udR，其中udR是电机电动状态下直流母线电压额定值，一个代表直流母线电压ud的信号来自于图4中的电压传感器80，它被输到加法器82的第二个输入端，和给定信号udmax相减后作为电压控制器84的输入。在电动状态下，ud=udR＜udmax，电压控制器84的输出大于零，经过限制器85限制至正边界iqmax。由于反向元件86的存在，限制器90的输入信号88成为-iqmax，从而，速度控制器20输出的q-电流的参考值iq*被限制在负边界-iqmax。
在中等程度制动时，所需要的制动功率小于电机和变频器所具有的最大功率消耗能力。把中等程度制动归类为制动模式Ⅰ。这种制动模式的控制将参照图7时间区间B的波形作出解释。如果︱ω*︱＜︱ω︱，就需要制动力矩，所以︱ω*︱-︱ω︱用来作为损耗控制器56的输入信号，这个控制器决定d-电流的均方根值idrms，用它的大小来控制电机的铜耗。作为一个例子，在图7中ibrake表示一个处在中等制动程度模式I范围内的均方根值idrms，条件idrms=ibrake＞idav表示有一定的制动功率必须被消耗掉。在图6中，乘法器66输出的载波信号的幅值等于idrms。因为idrms＞idav，所以加法器68和比较器70现在运行的结果就象一个脉宽调制器，调制的脉宽占空比如下：d=12(1+idavidrms)················(8)]]>
为了得到idrms和idav的独立的控制，必须对脉宽和脉冲的幅值都进行调制，这里的调制被设计成，方波的均方根值可以被控制而平均值保持不变。为达到这个目的，对加法器68和比较器70产生的脉冲序列在用乘法器72在幅值上进行比例放大或缩小，比例放大系数64大小的决定如下所示：限制器62得到一个正的输入信号，然后，由于它的单位放大特性输出一个值为idrms-idav，在加法器63处，信号idav又被加到这个值上面，相加结果得到信号idrms，此值作为比例放大系数64。最后得到的在时间区域B的参考信号id*是一个经脉宽调制方波信号，如图7的下半部时间区域B所示。这个方波的幅值，亦即它的均方根值等于idrms，而其平均值则如下式：
id*=idrms(2d-1) (9)
将方程(8)的脉宽占空比代入方程(9)得到id*=idav，所以，经调制后的给定信号id*(t)能保证平均值idav。
在制动模式Ⅰ，轴输入功率被转换成电功率消耗在电机和变频器里，以平衡所需要的制动功率。在基速范围内电机工作在额定磁通，如电机运行在更高的速度，需要弱磁，以便能保持对定子电流的控制。这样，磁场总是被保持在它的所允许的最大值，从而使得定子磁耗也最大；定子和转子的铜耗由损耗控制器56来调整以至所需要的制动功率被充分地吸收。损耗控制器决定定子电流的均方根值。可是，d-电流的平均值idav和q-电流iq都必须不受损耗控制器的影响：idav受磁通控制器22的控制以满足激磁的需要，而iq由速度控制器20来调整以满足力矩的需要。损耗控制器56产生一个决定所需要的定子电流均方根的高频d-电流分量，而并不改变前面两相的设定值。尽管d-电流有一个高频分量，但是这个高频电流并不影响磁场。
总而言之，这个制动控制方法能够独立调整三个不同的电流：平均d-电流idav、均方根d-电流idrms和q-电流iq。但是，当制动功率进一步增加时变频器电流就会达到它的限制值，这是必须考虑一个附加的限制条件，这个条件定义了制动模式Ⅱ。在这一模式中，电机和变频器的损耗已是最大，制动功率不能再增加，因此，由损耗控制器56所给定损耗设定值必须受到限制以限制变频器电流，这个限制通过限制器58来实现。在制动模式Ⅱ，限制值imax决定乘法器72输出端经调制后输出的脉宽方波信号的幅值，这样，变频器的电流被限制在imax附近，因为在制动模式Ⅱ，q-电流iq的定子均方根值影响不大，它和最大电流imax相比很小，另外，它垂直于方波给定电流id*，因而，它对定子电流幅值的影响可以忽略不计。
制动模式Ⅱ时id*的波形如图7时间区域C所示，虽然此时的均方根值比在时间区域B(制动模式Ⅰ)的值大，但是在时间区域B和C的id*平均值都被调整到确保在这两种情况下都有一个相同的平均值idav，从图7可以看出，这是通过调整脉宽调制器的开关比来达到的。前所述及的条件确保电机和变频器都产生最大损耗，总的损耗决定所允许的制动功率，它是通过电机力矩，亦即通过id*来调整的。有一定的制动能量被回馈到直流母线，可是，最重要的条件是此时的直流母线电压被维持在小于它的上限udmax。
在制动模式Ⅰ，电压控制器84的输出向正向最大值增长，因此它的反向信号88向负最大值增长，所以，限制器90左半平面的可变边界值被固定在限制值-iqmax，其原因是所回馈的制动能量完全被系统损耗所吸收，直流母线电压维持在它的额定值udR。当进入制动模式Ⅱ的时候，速度控制器的输出开始被限制器58所限制，因为系统的损耗不能再增加，剩余的回馈能量聚积在直流母线电容10里，因此直流母线电压就会升高。一旦直流母线电压ud超过电压给定值udmax，电压控制器84就开始反向调节，电压控制器的输出因而从它的正值开始递减，限制器90的可调整边界从它的负值开始增加。值得注意的是，制动时的iq是负的。由于限制器90的可变边界，速度控制器20的输出的q-电流给定值不起作用，它被电压控制器84的q-电流给定值所代替，实际上的q-电流给定iq*的幅值因而变低，直接导致制动力矩降低。电压控制器调整制动力矩以使电压差值udmax-udR保持最小，从而限制制动能量，并且和系统可能的最大能量消耗相等。
应该指出的是磁场定向控制所参照的电机磁场可以是定子磁场，例如用定子磁通来描述，也可以是转子磁场，用转子磁通来描述。就本发明来说，在具体的应用中用哪种磁场作为参考并不重要，只是为了简化，才用以转子磁场定向的控制系统作为参考，在这种系统中，转子磁通ψr决定q-电流分量和d-电流分量，如果用定子磁通来决定各电流分量也几乎没有影响。
图4中作为例子磁场定向控制使用了一个速度传感器。必须指出的是本发明也同样可以用于众所周知的无速度传感器控制系统中，而且无需改动。
通常，图4所示的磁场定向控制所需的功能块都是在一个由程序控制的微处理器上实现的。本领域技术人员将理解，本发明的控制装置也一样可以，或更希望，在一个这样的由程序控制的微处理器上实现。事实上，如果存在一个执行所需要的程序和重装程序到现有的磁场定向控制拖动系统里的可读存储媒体，则可以很容易地在这样的现有拖动系统上实现本发明所述的控制。