用于检测频率同步信号的方法和装置 背景
本发明一般涉及用于检测频率同步信号的方法和装置。更具体地，涉及用于检测通讯系统中由发送机发送，接收机接收的频率同步信号。
在任何通讯系统中，对于接收机很重要的是与发送机同步使得能够在发送机和接收机之间成功地交换消息。在无线电通讯系统中，特别的，对接收机来说很重要的是要调整到发送机的频率以便最佳接收。
在典型的无线电通讯系统中，通过无线电空气接口，远程站与一个或多个基站通讯。人们采用了各种方法以防止各个基站和远程站之间的传输会互相干扰。
在某些无线电通讯系统中，相邻基站中的每一个都被分配了不同的载波频率，它们以该频率与远程站通讯，使得来自一个基站的传输不会与来自相邻基站的传输互相干扰。除了这种频分多路存取(FDMA)技术之外，时分多路存取(TDMA)也被采用。在使用TDMA的系统中，基站会在载波上为每个远程站分配特定的时间片或分配帧中的片段。某些远程站可以使用相同的载波频率但是不同的时间片来与基站通讯。
在其它的无线电通讯系统中，码分多路存取(CDMA)方法被采用。根据CDMA方法，每个远程站被分配一个特定地数字码字，该码字与分配给其它站的码字正交。相邻基站可以用相同的频率和不同的数字正交码字与远程站交换信息，以表明这些消息是送往哪个远程站的。
不管无线电通讯系统是否采用FDMA、TDMA、CDMA、这些方法的组合或是其它的方法，对于远程站来说很重要的是必须与服务于该远程站想与之通讯的区域的基站在时间和频率方面同步。换句话说，远程站的本地频率参考必须调整到基站的载波频率，远程站的本地时间参考必须同基站的时间参考同步。一般来说，会有一个周期性的同步信号从基站传送到远程站以实现该目的。
在遵从移动通讯的欧洲全球系统(GSM)标准的系统中，通过对基站载波以例如数据的正常脉冲(NB)来调制，信息从基站传送到远程站。为了使移动站与基站同步，基站的载波还常常以频率校正脉冲(FCB)和同步脉冲(SB)调制从而形成频率同步信号。
通常利用高斯最小键移(GMSK)对基站载波进行FCB调制。在GSM系统中，FCB是包括148个码元的序列，每个码元为0，在调制后变换成纯粹的正弦信号。所产生频率同步信号的频率因此等于1/4THz，其中T标识码元的持续期。T一般为48/13微妙(μs)，因此频率同步信号的频率为近似67.7KHz。对于开始的4次，FCB每10帧重复一次，对于第五次，FCB对第11个帧重复。这种帧序列会无限重复下去以保持远程站和基站之间的同步。
根据FCB中的信息，远程站能够粗略地使自己与所分配的时间片同步。这种粗略的时间同步足以定位SB，该SB一般位于FCB之后的8个脉冲，并且这种粗略的时间同步足以对栽有的信息解码。通过对SB解码得到的信息被用于将远程站的本地频率参考精确地调整到基站的载波频率并用于将远程站的本地时间参考调整到由基站分配给它的时间片。
在采用CDMA的系统中，每个基站以例如导频序列的方式发送频率同步信号，其中的导频频率序列是关于分配给该特定基站的频率和某些或所有的未分配给该特定基站的频率的序列。如果某个频率已经分配给该基站，相应的导频序列可以用稍多于该基站所使用的其它频率的功率来发送。每个接收由导频序列调制的载波的远程站对信号解调。结果是，每个远程站可以接收分配给它的信号并同时利用不同的导频或载波来测量相邻基站的信号强度。该信息被远程站用于确定具有最强信号强度的所接收导频序列，并且根据该信息远程站的本地频率参考被调整到适当的载波频率。
远程站本地频率参考和基站载波频率之间的频率差值很容易在解调后的频率同步信号中检测到。例如，在遵从GSM标准的系统中，已知为67.7KHz的调制后频率同步信号的频率与解调到基带频率的所接收频率同步信号的频率之间的差值是远程站本地频率参考中误差的直接测量值。在采用CDMA的系统中，最强的所发送导频序列的已知频率与解调后的导频序列频率之间的差值被远程站用作该远程站本地频率参考中误差的测量值。
为了将远程站同步到基站，很重要的是准确地检测到从基站发出的频率同步信号。有很多技术被建议用于检测频率同步信号，其中一个在C.Fjelner和E.Sward的Implementation of DigitalFrequency Correction Burst Detector with Field ProgrammableGate Arrays<带有域可编程门阵列的数字频率纠正猝发检测器>(1994)(硕士论文，Lund大学)中被描述。该技术被设计用于检测GSM系统中的FCB调制信号。根据该技术，可以按照时间的函数测量来自基站的所接收信号的相位并对该相位求微分而检测到FCB调制信号。因为在调制之后，FCB变换成正弦信号，从基站发送的FCB调制信号的相位按时间的函数线性增长。因此，对对应于PCB的所接收信号的相位求微分会产生一个常数。与以FCB调制的信号的相位不同的是，以例如NB调制的信号的相位并不按时间的函数线性增加。因此，对于不对应于FCB的所接收信号的相位求微分并不会产生常数。通过对所接收信号的相位求微分并检测结果，可以确定所接收信号是否对应于FCB。
图1给出该技术的实现。如图1所示，在时刻n接收的信号y(n)的相位在相位测量电路10中测量，该电路输出所接收信号的相位φy(n)，该相位为时间n的函数。相位φy(n)被微分并在微分器/展开器20中展开。连续样本之间的相位会变化，变化量在0到2π之间。为了将微分后的相位约束在(-π,π)之间并因此简化检测过程，相位φy(n)可以在进行微分之前被移位，即，展开，以消除2π的跳跃。另外可选的，在微分之后相位可以被展开，例如，当微分后的相位大于或小于π或-π时，将微分后的相位分别移位2π或-2π。
微分和展开后的相位Δφ1被低通(LP)滤波器30滤波。对于对应于FCB的微分相位输入，LP滤波器30的输出(Δφi)LP会经历的一个下降或跳跃。这样，通过检测输出(Δφi)LP中的下降或跳跃可以检测到FCB。
基于微分的传统检测技术的修正版在图1中给出。根据该修正后的技术，由图1中的虚线标识的频率选择滤波器5可以用于滤除落在FCB载波频率附近频率区域之外的恶化的噪声v(n)。该修正后的方法提高了检测系统的信噪比(SNR)。
尽管实现起来很简单，图1中经修正或未经修正的传统的基于微分的技术可能错误地将非FCB信号划分成FCB信号。FCB的线性增加的相位产生于下面的事实：FCB一般是通过以0序列(0,0,0,…)调制载波而获得的。对于不对应FCB的信号，例如，1序列(1,1,1,…)或交替比特(1,0,1,0…)也可以获得线性相位。利用图1中给出的方法，这些序列导致与FCB一样的LP滤波器输出。然而，不可能的是一行中的148个比特为111…或1010…，这样，当获得对应于线性相位的148比特长的全零序列时，表明检测到的信号是FCB。
这样，需要一种技术用于准确检测频率同步信号，并克服上面提到的缺点。
总结
本发明的目标是给出一种方法和装置，用于准确地检测频率同步信号。
根据本发明的示例实施方案，在包括至少一个发送机和至少一个接收机的通讯系统中，从发送机传送到接收机的频率同步信号被检测。接收机接收的信号的同相分量被延迟，延迟后的同相分量被乘以所接收信号的正交分量。对于所接收信号的预定数量的样本来说，延迟和相乘的步骤会重复下去，其乘积被平滑以产生估计的互相关值。然后会确定是否估计的互相关值至少与预定阈值一样大，表明发送机发送的信号是频率同步信号。
根据示例实施方案，在相乘之前，同相分量和正交分量被归一化。对于对应于频率同步信号中码元数的预定数量的样本会计算该乘积。根据另一个实施方案，对于对应于频率同步信号中近似码元数的预定数量的样本会估计其互相关值。根据又一个实施方案，同相分量和正交分量被滤波以除去附近的噪声。
如果所接收的信号是频率同步信号，可以基于估计的互相关值来确定接收机的本地频率参考和发送机的栽波频率之间的频率偏移。该频率偏移可以用于将接收机的本地频率参考调整到发送机的载波频率。估计的频率偏移量可以被测量，表明该频率偏移是否需要重新计算或/和是否该检测是正确的。
附图简要描述
结合附图，通过阅读下面的描述，本发明的特征目标和优点会变得很明白，其中相同的参考标号表明相同的元件，其中：
图1说明了用于检测频率同步信号的传统装置；
图2说明了可以应用本发明的通讯系统；
图3说明了根据本发明的第一实施方案用于检测频率同步信号的装置；
图4说明了根据本发明的第二实施方案用于检测频率同步信号的装置；
图5说明了根据本发明的第三实施方案用于检测频率同步信号的装置；
图6说明了根据本发明的示例实施方案用于检测频率同步信号的方法；
图7说明了用于仿真频率同步信号检测的系统；
图8A-8F说明了遵从GSM标准的系统的检测误差概率；
图9A-9F说明了遵从无绳电话系统标准(CTS)的系统的检测误差概率；
详细描述
为了说明，下面的描述针对遵从GSM标准的通讯系统。要理解的是本发明并不局限于此，而是适用于其它的采用不同标准的通讯系统。
图2说明了应用本发明的示例通讯系统。该系统包括至少一个发送机100和至少一个接收机150。尽管在图2中发送机100和接收机150分别被描述为基站和移动站，要理解的是发送机可以用很多方法实现，例如，地面或卫星中继器，接收机也可以用很多方式实现，例如，固定的蜂窝终端(无线本地环)。在图2中给出了基站和移动站，并在下面仅出于举例说明的目的给予描述。
基站100和移动站150通过无线电空气接口125通讯。每个相邻基站被分配一个特定的载波频率，每个基站100为每个移动站150分配一个特定的时间片。
为了与基站100通讯，移动站150必须与基站100进行时间和频率同步。换句话说，移动站150的本地频率参考和时间参考必须与分配给基站100的载波频率和基站分配的时间片分别同步。在CDMA系统中，移动站150必须与基站的载波频率和所发送的码字同步。
为了与移动站150同步，基站100向移动站发送频率同步信号。例如，在采用GSM标准的系统中，基站100以FCB调制其载波频率以形成频率同步信号。
频率同步信号xc(t)可以表示为：其中，Ωct，Фc(t)和θ表示时刻t的载波幅度，载波频率，载波相位和初始相位。
移动站150接收并解调从基站100发送的信号，该信号包括频率同步信号xc(t)。基带中的检测到的频率同步信号可以表示为复数值采样信号x(n)。x(n)=Pexp{j(φ*(n)+θ)}∀n∈Ψ····(2)]]>其中Фx(n)表示基带信号x(n)的相位。Ψ指对应于FCB的离散时间索引组，例如，n0，n0+1…n0+N0-1，其中N0表示FCB中的总样本数。对于FCB，载波相位Фc(t)可以写为，其中Ts表示码元持续期，近似为48／13μs。替换Фx(n)并以频率Fs=1／Ts或270.833KHz采样，等式2可以写为：x(n)=Pexp{j(π2n+θ)}·∀n∈Ψ………(3)]]>
移动站本地频率参考和基站载波频率之间的任何频率偏移△F将等式(13)变为：x(n)=Pexp{j(2πn(ΔFF*+14))}∀n∈Ψ………(4)]]>
等式(4)的信号模型没有考虑噪声。包括噪声V(n)的实际接收的频率同步信号y(n)可以表示为：y(n)=x(n)+v(n) (5)
复数值噪声v(n)可以写为：其中vI(n)和vQ(n)分别表示同相和正交噪声分量。噪声v(n)可以假定为高斯分布白噪声v(n)∈N(0,σv2)]]>，使得分量vI(n)和vQ(n)为实值，方差为σ2/2，并假定为不相关。
所接收信号y(n)的同相和正交分量可以表示为：
根据本发明的示例实施方案，同相分量yI(n)和正交分量yQ(n)的类似性可以用于检测FCB。如果移动站与基站同步，即△F=0，FCB的每个正弦周期包含4个样本。此外，FCB的yI(n)分量和yQ(n)分量的相位被移位π/2，因此两者相差一个样本。这样，对于对应于FCB的所接收信号，可以通过对yI(n)延迟一个时间索引来获得yQ(n)。
如果移动站与基站没有同步，即△F≠0，那么yQ(n)不等于yI(n-1)，因为
对于对应于FCB的信号，对yI(n-1)和yQ(n)求互相关产生下面的互相关值rIQ(1)：γIQ(1)=P2cos(2πΔFFs)∀n∈Ψ………(10)]]>
其中两个信号的通用互相关值，例如w(n)和v(n)的互相关值由下式给出：r**(k)=E｛w(n-k)v(k)｝ (11)
如从等式10看到的，只要所接收信号对应于FCB，yI(n-1)和yQ(n)的互相关会产生一个峰值。峰值的幅度取决于载波幅度和频率偏移ΔF。当ΔF增加时，峰值的幅度减小。如果信号对应于，例如NB，或接收到噪声，那么yI(n-1)和yQ(n)之间不存在相关。这样，通过确定是否互相关值具有一个至少与预定检测阈值一样大的峰值，可以确定是否从基站发送的信号对应于FCB。
当采用互相关来检测FCB时需要考虑几个潜在的问题。一个问题是载波幅度中的变化，该变化由于衰减和传播损耗造成。载波幅度的变化影响了等式10中的峰值，并使得难于选择一个检测阈值。
为了降低载波幅度变化的影响，流入数据y(n)可以被归一化，例如，将y(n)除以其2次范数yI2(n)+yQ2(n)]]>。然而这种除法的硬件实现比较昂贵。
稍微便宜一些的做法是将所接收的信号y(n)从笛卡尔域转换到极线域，然而再将信号转换回笛卡尔域。这可以用两个表来实现，一个用于从笛卡尔域转换到极线域，另一个用于从极线域转换到笛卡尔域。这种归一化是通过利用第一个表来获得对应于所接收信号的同相和正交分量的信号相位，并利用第二个表来根据信号相位和单位幅度而获得归一化的同相和正交分量来实现的。
为了利用上面描述的互相关技术来检测FCB，等式10右边的值必须先确定。确定该值的一种方法是按下式估计互相关值rIQ(1)：e{rIQ(1)}=1length(Ψ)Σn∈ΨyI(n-1)yQ(n)………(12)]]>
其中e{rIQ(1)}表示估计的互相关值，length{ψ｝对应于FCB的长度，即FCB中的码元数。这样通过对对应于FCB长度的所接收信号的每个样本进行yI(n-1)乘以yQ(n)的操作，并平均这些乘积，等式10的互相关值可以被估计。
图3说明了根据本发明的第一实施方案用于检测频率同步信号的装置。该装置包括归一化装置310，从基站接收的信号y(n)的同相和正交分量yI(n)和yQ(n)在时刻n被输入归一化装置310。这些分量可以根据任何适当的技术来获得，如在美国专利申请号5,276,706中描述的。
归一化装置310将分量yI(n)和yQ(n)归一化，这样降低例如衰减的效果。如在图3中给出并在上面描述的，归一化装置310可以用转换表来实现。归一化的同相分量通过延迟320传送，并被延迟一个样本。延迟后的同相分量和归一化的正交分量在乘法器330中相乘并由例如平均装置340平均以产生估计的互相关值e{rIQ(1)}。平均装置340可以用例如LP滤波器实现，这样使得该方法比用FIR滤波器求平均更简单一些。如果估计的互相关值有一个至少与预定检测阈值相等的峰值，那么从基站发送的信号对应于FCB。检测阈值可以如下面参考图8A-9F描述的那样预先选出。
当使用互相关来检测FCB时要考虑的另一个问题是破坏性附加的噪声v(n)，该噪声降低了SNR并影响了检测器的性能。根据本发明的第二实施方案，所接收的信号y(n)可以被频率选择滤波器预滤波，其中的频率选择滤波器选出对应于FCB的频段来区分FCB与附近的噪声因而增强SNR。
如上面解释的，在采用GSM标准的系统中，所发送频率同步信号的频率近似等于67.7KHz。由于基站的载波频率和移动站的本地频率参考之间缺乏同步，所接收频率同步信号的频率可能会偏离67.7KHz。可以容忍的频率偏移量取决于移动站中检测器内部晶振的精度。例如，假定晶振的精度为±16ppm，在GSM900MHz波段中，会造成所接收频率同步信号中可达±14.4KHz的频率偏移。这样，理论上频率选择滤波器的波段应该在67.7KHz附近可达±14.4KHz的范围内，即在53.3KHz到82.1KHz之间以抑制背景噪声。根据示例实施方案，可以使用较窄的带宽，例如，67.7KHz±13KHz，对应于近似0.05Fs。
频率选择滤波器的带宽可以适应通讯系统的标准。对于利用CTS标准的系统，例如，频率偏移可以是使用GSM标准的系统的两倍。这是因为在CTS系统中加入了移动站和基站中的频率误差的原因。这样，在采用CTS标准的系统中可以容忍的频率偏移可达±28.8KHz。这种系统中的滤波器带宽从理论上可以选择为所发送频率同步信号频率左右可达±28.8KHz。当实际实现选择滤波器时，带宽可以选择为所发送频率同步信号左右±27KHz，对应于近似0.1Fs。
不管系统可以容忍的频率偏移是多少，都不需要选择非常宽的滤波器带宽，因为信道滤波将所接收信号限制为近似[0…85]KHz。如果ΔF非常大时要检测FCB，可以利用很大的检测带宽来进行检测，即，在本地振荡器中产生很大的频率。
频率选择滤波器可以用带通(BP)滤波器实现，例如，无限脉冲响应(IIR)滤波器，或具有适当移位的LP滤波器。通常来说，如果滤波器具有类似带宽的话，实现LP滤波器比实现BP滤波器更简单，因为BP滤波器通常具有两倍于LP滤波器的系数。然而，当BP滤波器的中心频率为采样频率的1/4时，这一点就不正确了。在这种情况下，一半的滤波器系数，即BP滤波器的奇数系数等于0，使得BP滤波器和LP滤波器具有相等数量的系数。这样，为FCB选择对应于1/4采样频率的中心频率67.7KHz使得BP滤波器与实现LP滤波器一样简单。然而，BP滤波器要求两倍于LP滤波器的延迟使得利用BP滤波器作为频率选择滤波器将需要两倍于LP滤波器的时钟周期。
当然，使用LP滤波器要求信号在滤波之前被移位到基带，然后在滤波后再次移位。这样使得使用LP滤波器时增加了复杂度。有可能直接使用基带信号使得不再需要移位，使得LP滤波器更易于实现。然而，为了完整性的目的，由于移位实现起来相对比较便宜，下面的实施方案描述了具有适当移位的LP滤波器。
根据示例实施方案，所接收的信号可以从中心频率67.7KHz移位到基带，移位后的信号可以被进行低通滤波，然后滤波后的信号可以重新移位到中心频率。这种移位可以通过将所接收的频率同步信号y(n)的同相和正交分量yI(n)和yQ(n)乘以exp(-2πjn67.7/270.833)=exp(-πjn/2)而实现，exp(-πjn/2)为实域和虚数域中的序列{1,0,-1,0｝。
这种移位可以根据下式执行：
可以通过改变yI(n)和yQ(n)的符号并组合这些分量来进行移位。再次移位可以相同的方式来完成。
该方法可以用图4中的装置实现。图4中的元件与图3中的元件一样，除了加入反旋转器322，LP滤波器325和旋转器327之外。反旋转器322将延迟和归一化后的同相分量和归一化后的正交分量反旋转，即移位到基带，LP滤波器325将经反旋转的分量进行低通滤波器以除去附近的噪声，旋转器327将低通滤波后的分量旋转即移位回中心频率。然后，这些分量被相乘并被平均以便象上面参考图3描述的那样估计互相关值。
尽管图4中给出的频率选择滤波器被安排在延迟320和乘法器330之间，应该理解的是，频率选择滤波器可以安排在任何其它合适的位置，例如在归一化装置310之前。
根据第二实施方案，通过降低感兴趣频段之外的噪声，即，所接收FCB的频率67.7KHz附近的噪声，频率选择滤波器增强了SNR。理论上，在感兴趣的频段之外的噪声被减低到0，在采用GSM标准和CTS标准的系统中，SNR分别增加了10log(0.5/0.05)=10dB和10log(0.5/0.1)=7dB。实际上，噪声没有降低到0，但是噪声削减仍然足以产生期望的SNR。
在以前的实施方案中，互相关值的估计需要对yI(n-1)和yQ(n)的乘积在FCB长度上进行平滑。由于FCB包括148个码元，需要足以存储148个同相分量和148个正交分量的存储器以便在FCB长度上进行平均。这样可能很昂贵。
等式12中的估计方法可以用下面的传递函数模拟为移动平均过程(MA)：
其中所有的系数{bk｝等于1/148。该MA过程可以用具有148个样本长的存储器的滤波器来实现。
MA过程可以重新写为具有以下传递函数的自回归过程(AR)：1A(z)=B(z)+R(z)······(15)]]>
其中A(z)是阶数小于B(z)的多项式，R(z)是余项。余项R(z)的值，也称为偏移，取决于1/A(z)近似B(z)的程度。理想的是，1/A(z)不应该明显地偏离B(z)，偏移R(z)应该很小。等式15可以近似为下式：1A(z)=11481-z-r····(16)]]>
尽管这种近似导致精确等于B(z)的1/A(z)，等式16趋于不稳定。此外，在这种近似中，余项R(z)保持很大。准确度较低，但较稳定的B(z)的近似为下式：1A(z)=C1-αz-r·····(17)]]>
其中0＜α＜1，常数C被用于将z=0处的增益调整为单位值。一个简单的选择是α为1-1/128，这使得C=1/128。使α与2的幂相关的好处是除以128的操作可以用简单的右移7位来实现。等式17中的近似是一种指数平均，可以用存储器近似为(1-α)-1=128样本长的滤波器来实现。
根据第三实施方案，这种近似平均可以在图5中给出的装置中实现。图5中的分量类似于图3和4中给出的分量，除了平均装置340被移动平均装置345代替之外。移动平均装置345具有下面的传递函数：H(z)=11281-127128z-r………(18)]]>
该式对应于将等式17中的C和α替换为1/128和1-1/128。
估计的互相关值e{rIQ(1)}可以用于代替实际的互相关值rIQ(1)来确定基站的载波频率和移动站的本地频率参考之间的频率偏移。频率偏移ΔF以下述方式与互相关值和载波幅度相关：
利用频率偏移ΔF，可以获得基站的载波频率。
为了改进频率偏移的估计值，可以使用下面的关系式：
结合特性sin2(α)+cos2(α)=1，频率偏移可以估计为：
也可以使用其它的估计技术来估计频率偏移ΔF，例如，在发布于1997.11.17的、Roozbeh Atarius和Dr Georg Flank的申请中的美国专利申请“Method and Apparatus for Estimating a FrequencyOffset(估计频偏的方法和设备)”中描述的估计技术，该文档作为参考在这里引用。
品质因子δ也可以被估计，该因子表明估计频率偏移的准确性以及频率偏移是否需要重新计算和/或检测是否准确。估计的质量因子e{δ}可以如正在申请的美国专利申请中描述的那样计算。
图6说明了用于根据本发明检测频率同步信号的示例方法。该方法开始于步骤6100。在该步骤中，所接收信号的同相分量(I)和正交分量(Q)被归一化。在步骤6200，归一化后的I和Q分量被滤波以除去附近的噪声。然后，在步骤6300，经滤波和归一化的I分量被延迟。步骤6200和6300的顺序可以颠倒，即，可以在I分量被延迟之后对归一化的I和Q分量滤波。在步骤6400，归一化和滤波后的Q分量被乘以经延迟、滤波并归一化后的I分量。在步骤6500，会判断对于例如，对应于FCB长度的所接收信号的预定数量的样本来说，这些分量是否已经进行了乘法操作。如果没有，流程返回到步骤6100。当对于预定数量的样本来说，这些分量已经进行了乘法操作时，其乘积在步骤6600被平滑，例如，被平均以产生估计的互相关值。在步骤6700，会判断该结果是否大于预定阈值。如果不是，那么检测到的信号并不对应于频率同步信号，并且该方法返回到步骤6100。如果估计的互相关值大于预定阈值，那么检测到的信号对应于频率同步信号，检测过程终止于步骤6800。检测到的频率同步信号可以用于估计所接收频率同步信号中的频率偏移，并且基于估计的频率偏移，移动站可以与基站同步。一旦移动站与基站同步，图6中给出的方法会重复以保持同步。
图7说明了用于仿真采用传统技术、修正后的传统技术、以及根据本发明示例实施方案的技术检测频率同步信号结果的系统。为了仿真，FCB流和NB流被复用器(MUXI)710复用，并根据GSM细则和CTS细则由调制器(GSM/CTS模式)720调制到载波上。调制后的信号通过标准信道模型730传递。附加的白高斯噪声v(t)通过加法器740被加入。并且由频率偏移加法器750加入频率偏移ΔF。表示所接收信号的频率偏移加法器750的输出被信道滤波器760滤波，并被抽取器770抽取到期望的采样率(270.833KHz)，最终被处理器780处理来检测频率同步信号。
处理器780以用于模拟如图1所示的不带滤波器5的传统检测技术的元件、用于模拟带有滤波器5的修正后的传统检测技术的元件以及用于模拟如图5所示的根据本发明第三实施方案的检测技术的元件实现。频率选择滤波器以贝塞尔二阶IIR滤波器实现。对于该滤波器可以选择两个不同的带宽，分别为对应于GSM标准的采样率(13.5KHz)的0.05倍和对应于CTS标准的采样率(27KHz)的0.1倍。
用于模拟的传输信道是典型的城市信道。根据移动站和基站之间障碍物的个数，传输信道可以是城市信道或瑞利信道。当移动站在农村区域时，通常使用瑞利信道。
在使用GSM标准的系统中，使用瑞利信道的典型移动站速度在110和250公里/小时(km/h)之间，这对应于行驶于高速公路上的汽车中的移动站或快速列车中的移动站。当农村区域中障碍物数量增加时，瑞利衰减的干扰因子增加，这时会用典型的城市信道代替瑞利信道。使用典型城市信道的移动站速度在3到50km/h之间。这对应于行走于城市区域的用户使用的移动站或在城市街道中行驶的汽车中的移动站。
在使用CTS标准的系统中，对于瑞利信道和城市信道而言，移动站的速度一般假定为3km/h。这对应于在农村区域中以速度3km/h移动的移动站。
通过进行一千次的模拟，模拟结果的统计不确定性被降低。检测从基站发送的FCB(警告)的概率和将另一个信号错误检测为FCB(误警告)的概率被研究。这些结果对于不同速率的两种信道是相同的。因此，这里仅给出一种情况，用户速度为3km/h的典型城市信道被选择，因为它代表最困难的情况。
图8A-8F和图9A-9F说明了在不同检测阈值下根据本发明的示例实施方案的互相关检测技术、传统检测技术以及修正后的传统检测技术的检测误差概率。图8A-8F给出采用GSM标准的系统和检测误差概率，图9A-9F给出采用CTS标准的系统和检测误差概率。每幅图中从左到右的实线、虚线和点划线分别表示利用根据本发明的检测技术、传统检测技术和修正后的传统检测技术的检测概率。对于对应于特定检测技术的每组曲线，最左边的一组曲线表示正确检测的概率，最右边的一组曲线表示不正确检测的概率。每组中的三条曲线从上到下分别表示SNR=3dB,SNR=7.5dB和SNR=11dB。
如可以从图8A-8F和图9A-9F看到的，根据本发明技术的正确和不正确检测曲线(实线)与根据修正后的传统技术的正确和不正确检测曲线(点划线)的交叉点的概率低于未修正传统技术对应曲线(虚线)的概率。这意味着与未修正的传统检测技术相比，利用根据本发明的检测技术或修正后的传统技术时，不正确检测和正确检测是很好区分的。此外，根据本发明检测技术的曲线之间比修正后的传统技术的曲线之间分的更开一些。这使得很容易选择检测阈值。
在较高频率偏移下，根据本发明的技术的性能以及修正后传统技术的性能恶化。比较图8A-8F与图9A-9F，这种恶化在采用GSM标准的系统中比采用CTS标准的系统更普遍。这是因为频率选择滤波器带宽的原因，对于GSM和CTS，它们分别为13.5KHz和27KHz。
从图8A-9F明显看到，检测阈值越低，不正确检测的概率越大。这样，利用这些图中给出的曲线，检测阈值可以被调整，使得不正确检测的概率位于比较理想的低水平。
根据本发明，给出了一种方法和装置用于通过估计互相关值来检测频率同步信号。该互相关值是通过下面方式估计的：对所接收信号的预定样本数计算正交分量和延迟后的同相分量的乘积，并平滑该乘积。通过使用指数平均来进行平滑，内存需求可以最小化。所接收信号可以被预滤波以改善检测。所有以上面等式表示的平滑、相乘。滤波等等都可以用例如ASIC芯片来完成。
尽管描述了GSM和CTS系统应用，该领域的技术人员会明白本发明可以在不偏离基本特点的情况下以其它具体的形式实现。例如，本发明可以应用于其它的移动通讯系统，例如，采用数字蜂窝系统(DCS)标准或个人通讯服务(PCS)标准的系统，或者任何需要检测频率同步信号的系统。上面描述的实施方案因此应以举例说明而不是限制的方式来考虑。