用于交流电网的复合式滤波器 本发明涉及一种用于交流电网的复合式滤波器，其中，该复合式滤波器具有一个无源滤波器和一个有源滤波器，这两个滤波器电串联，而其中有源滤波器又具有一个电源。
由1995年6月在斯德哥尔摩召开的“斯德哥尔摩电源工程”会议中印刷的论文“采用有源滤波器来消减谐波”公开了这样一种复合式滤波器，但这种复合式滤波器却是用于直流电网。该有源滤波器具有一个电源并产生电压，以便消减电网中的谐波。为此，该有源滤波器不直接与电网相连接，而是与一个耦合电路电串联，该耦合电路限制对有源滤波器所提出的电流和电压要求。该耦合电路可以是一个变压器、一个耦合电容、一个调谐滤波器或者这些元件的组合。在上述会议论文中，该有源滤波器借助一个调谐滤波器和一个变压器与直流电源相连接。这种滤波装置也称为复合式滤波器。
作为调谐滤波器可设置一个双节滤波器。利用一个双节滤波器，人们可以在基波无功功率相对较小且谐振频率较大的情况下实现低阻抗。仅仅电容性蓄电池必须针对高电压来设计，由此使得一个双节滤波器在成本上有很大的优势。
在一个交流电网中，无源滤波器也通常用于补偿无功功率。因此，滤波器电流的基波成分具有较大的值，例如在高压直流传输设备(HG-设备)中的情形一样。当一个有源滤波器与这样一个无源滤波器相串联的时候，这意味着该有源滤波器会承受较高的负荷，因为基波分量也流过有源滤波器。这样一种负荷带来的结果也许是：该有源滤波器在较短的时间以后会从该复合式滤波器中接出，以便保护其脉冲式变流器的半导体元件。然而，人们也可以对用于滤波器电流中基波分量的半导体元件进行设计。这种策略的缺点是，一方面很有可能在市场上买不到这样一种既具有所期望地电流和电压负荷能力、又具有较高通断频率的半导体元件，另一方面，有源滤波器和复合式滤波器都很贵，这样会使这种复合式滤波器的性能价格比不再经济。
由C.Filtermann,F.Hillenbrand和C.Landgraf发表在德国杂志《控制技术》1982年第8期第263-270页中的论文《用于在强电工程中有源滤波的控制方法》提出一种方案。在该方案中，有源滤波器的电源不再承受基波电流负荷。该方案简略显示在该论文的图2a中，并由一个并联振荡电路组成，该并联振荡电路与复合式滤波器电并联并被调谐到电网频率。有源滤波器的电源由此不再承受基波电流，这使得该电源只与谐波相匹配。然而为了所需的无功功率补偿还需采取附加措施。
本发明的目的在于，对上述公开的复合式滤波器进行进一步设计。以便用简单的方式使其有源滤波器避开滤波电流中的基波分量，并可以实现其无源滤波器的无功功率补偿。
本发明的目的由权利要求1的特征部分的特征来实现。
通过将一个调谐到交流电网频率上的滤波器与复合式滤波器中的有源滤波器电并联，滤波器电流中的基波分量会被导向基准电位。基于此，该滤波器也可成为漏泄分支。该漏泄分支对于滤波器电流中的基波分量近似地构成短接，与之相反的是，该漏泄分支在有源滤波器的频率范围中具有一个值得一提的电阻。通过使复合式滤波器的滤波电流中的基波分量流过漏泄分支，有源滤波器不再承受载荷，这使得该有源滤波器只需针对消减谐波电流来设计。这样，人们可以用简单的手段将公知的用于直流电网中的复合式滤波器也用在交流电网中，而不必对有源滤波器进行超大尺寸的设计。
即便是在滤波电路的基波无功功率相对较小的情况下，利用一个调谐滤波器可以在一个谐振频率实现一个非常低的阻抗。然而当电网中发生频率飘移或者由于温度而导致电容量变化时，该滤波器容易失谐。失谐以后会导致滤波器电流中的大部分基波分量流过有源滤波器。由于有源滤波器承受这样的载荷，可能会导致有源滤波器从复合式滤波器中接出。复合式滤波器从而不再能完成其工作，其性能价格比也由此会降低。
在复合式滤波器的一种特别有利的实施形式中设置一个调节器装置，该调节器装置输入端与两个电流互感器相连接，其输出端借助一个加法器与有源滤波器的控制输入端相连接。其中两个电流互感器中的一个与有源滤波器相配置，而另一个则与无源滤波器相配置。借助这种调节器装置，滤波器电流中的部分基波分量(这部分基波分量由于失谐而流过有源滤波器)受到调节。由此，在起振过程和持续运行过程中，由于漏泄分支失谐带来的滤波器电流中的基波分量对有源滤波器造成的负载会显著消减或消失。
按照本发明的复合式滤波器的其它有利改进设计结构由从属权利要求3至5给出。
下面借助附图所示复合式滤波器的两个实施形式对本发明予以详细说明，附图中：
图1示出按照本发明的复合式滤波器的第一种实施形式；
图2为对图1所示第一种实施形式的进一步详细表示图；
图3示出按照本发明的复合式滤波器的第二种实施形式；
图4为图3所示复合式滤波器中的调节器装置的线路方框图；
图5在一个图表中示出图3所示复合式滤波器中的有源滤波器的电流随时间t变化的曲线；
图6在一个图表中示出相应的电压随时间t变化的曲线。
图1示出按照本发明的复合式滤波器的第一种实施形式，该复合式滤波器由一个无源滤波器2和一个有源滤波器4组成。这两个滤波器电串联。作为无源滤波器2设置一个双节滤波器，其无源部件C1,L1,R1和C2,L2,R2调谐到例如11次和13次谐波以及23次和25次谐波。只有电容C1是针对与复合式滤波器相连接的交流电网6来设计的。采用一个电容器组作为电容C1，其电容器单元安装在机架中。
有源滤波器4具有一个电源8、一个变压器10和一个调节装置12。按照前述会议论文，电源8由一个脉冲宽度调制式脉冲换流器组成。该脉冲式换流器的直流电压侧与一个电容性蓄电池相连接。采用可断开的功率半导体开关、尤其是绝缘栅双极晶体管(IGBTs)作为脉冲换流器的半导体元件。调节装置12被设计成封闭的调节回路，其各个部件在前述会议论文的图3中已示出并记载在相关的文本中。
按照本发明，一个调谐滤波器14与有源滤波器4电连接。该调谐滤波器14具有一个包括一个电容CA和一个电感LA在内的串联电路。也被成为漏泄分支的调谐滤波器14的这两个元件CA和LA可以这样来选择，即，使得漏泄分支14在电网频率下具有一个很低的阻抗。与之相反的是，该漏泄分支14在有源滤波器4的频率范围中具有一个高阻抗。
在图2所示的实施例中，电网6具有一个400kV的电压值和一个50Hz的频率。此外，有源滤波器4应用于消减电网电压中的23次谐波。假定无源滤波器2的元件C1,L1,R1,C2,L2和R2具有下列理想值：
C1=1.4μF,L1=25mH,R1=700Ω
C2=2.5μF,L2=14mH,R2=400Ω.
漏泄分支14的电容CA具有一个169μF的值，其电感LA具有一个复合阻抗值，其实数值为0.18Ω，虚数值为60mH。在该图中，基波的电流值和电压值分别用实线箭头表示，谐波的电流值和电压值则分别用一个虚线箭头表示。
假定流过复合式滤波器的23次谐波电流具有一个5A的值，那么就会产生图2中所示出的电流和电压值。从这些数字中可以了解到，滤波器电流中的基波分量绝大部分流过了漏泄分支14，而23次谐波的电流分量则流过了有源滤波器。假如没有电并联的调谐滤波器14，滤波器电流中的全部基波分量就会流过有源滤波器4。由于所述调谐滤波器14的电感LA也具有一个欧姆电阻，滤波器电流中的基波分量与并联电阻呈反比分配。
该调谐滤波器14由于元件公差和/或温度变化可能会失谐，从而使流过有源滤波器4的占最小比例的基波电流分量显著增加。为了平衡这部分流过有源滤波器4的基波电流分量，在图3所示的复合式滤波器的第二种实施形式中，设置一个调节器装置16、一个加法器18和两个电流互感器20和22。电流互感器20测量滤波器电流IF，而电流互感器22则用于测量通过有源滤波器4的电流分量IAF。调节器装置16(该调节器装置16的电路方框简图在图4中已详细示出)根据这两个测得的电流值IF和IAF求得一个控制信号SGF，再借助加法器18和有源滤波器4的调节器装置12的控制信号SH生成一个和控制信号SGFH。该和控制信号SGFH输入有源滤波器4的电源8的控制输入端。
图4为图3所示调节器装置16的线路方框简图。该调节器装置16具有一个基准振荡器24、一个解调器26、一个低通滤波器28、一个调节器30和一个调制器32。基准振荡器24的输入端与电流互感器20的输出端相连接，解调器26的输入端则与电流互感器22的输出端相连接。基准振荡器24的第一个输出端与解调器26的另一个输入端相连接，其第二个输出端则与调制器32的另一个输入端相连接。解调器26的输出端借助后接有调节器30的低通滤波器28与调制器32的一个输入端相连接，在调制器32的输出端输出控制信号SGF。
基准振荡器24在其输入端有所测得的滤波器电流值IF，它一方面生成一个具有一个恒定值以及与所测得的滤波器电流的相位相同的正弦信号SAF，另一方面生成一个同样具有恒定值的第二正弦信号SM。解调器26(在其输入端输入所测得的通过有源滤波器4的电流值IAF)借助所产生的正弦信号SAF生成一个由一恒定值和谐波组成的信号。该恒定值相当于通过有源滤波器4的电流IAF的基波分量值｜IAF｜。借助低通滤波器28可以得到该数值｜IAF｜，该数值被输入调节器30、尤其是一个比例积分调节器(PI调节器)。在调节器30的输出端输出一个基准信号SE，调制器32利用它并根据所产生的正弦信号SM产生控制信号SGF。借助该控制信号SGF可改变电源8的工作点，使数值｜IAF｜等于零。一旦数值｜IAF｜等于零，就不再有基波电流分量IF流过有源滤波器4。
图5和图6分别在一个图表中以时间t为横轴，示出有源滤波器4所产生的电压UAFS和流过有源滤波器4的基波电流分量IF中的部分电流IAFS随时间变化的曲线。这些曲线也适用于漏泄分支14的失谐，此时电感值LA失谐约2％。在时间间隔t1-t0中尽管漏泄分支14失谐，电流IAF仍然等于零。这一结果借助有源滤波器4所产生的一个电压UAFS来获得，该电压UAFS的值最小，其频率等于电网频率。在时间点t1，电网电压发生变化，从而导致基波电流分量IF中的部分电流IAFS迅速升高并达到一个例如750A的值。基于该部分电流IAFS，有源滤波器4的电源8产生的电压UAFS随着调节器装置16所产生控制信号SGF的变化而变化，使得基波电流分量IF中的部分电流IAFS在时间点t3又变为零。在各时间点t0-t4之间的间隔分别为0.1秒。
由此，电网6的变化对有源滤波器4所造成的负荷仅在0.2秒之后就得到调节。如果没有调节装置16，对这样一种负荷的调节要耗费很长的时间，这一时间的长短取决于振荡回路50Hz的时间常数。该时间常数由漏泄分支14、变压器10和有源滤波器4的电源8决定。此外，上述两条曲线还显示出，在复合式滤波器持续工作时，即便漏泄分支14失谐，基波电流分量IF中的部分电流IAF也可被调节到零。有源滤波器4由此可不再承受基波电流分量IF。
这样，通过采用漏泄分支，所公知的用于直流电网中的复合式滤波器也可用于交流电网中，而不必对有源滤波器进行超大尺寸设计。