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具有压电泵的电子器件。该电子器件包括：音频输入部分；记录来自音频输入部分的输入声音的音频记录部分；通过压电元件冷却空气的压电泵；驱动压电元件的驱动电路；监测和控制音频输入部分、音频记录部分和驱动电路的操作的控制部分；其中，如果所监测的操作模式是音频记录模式，在此模式中，就用音频记录部分来记录输入的声音，控制电路控制驱动电路，以减少从压电泵向外排放的气流量，如果所监测的操作模式是没有音频记录的其它模式，控制电路就维持气流量。

1.  一种具有压电泵的电子器件，其中包括：
音频输入部分；
音频记录部分，用于记录来自音频输入部分的输入声音；
压电泵，用压电元件来冷却空气；
驱动压电元件的驱动电路；
控制电路，用于监测和控制音频输入部分、音频记录部分和驱动电路的操作，
其中，当所监控的操作模式是其中输入的声音被用于通过音频记录部分来记录的音频记录模式时，控制电路控制驱动电路以降低从压电泵排放到外面的气流量，当所监控的操作模式是没有音频记录的另一模式时，控制电路就维持气流量。

2.  根据权利要求1所述的具有压电泵的电子器件，还包括用于检测输入声音级别的声音检测电路，
其中，控制电路还包括存储器，用于存储在压电泵向外排出空气时所产生的空气噪声的级别，
控制电路从存储器上读取与气流量相应的空气噪声级别，并在假设没有来自声音检测电路的输出的记录声音的情况下，检测环境噪声的级别，并根据所检测的空气和环境空气的噪声级别的差值来获取可容许的噪声界限，如果所得到的可容许的噪声界限小于预定值，控制电路就进行控制以减少气流量，如果可容许的噪声界限不小于预定值，就保持此时的气流量。

3.  根据权利要求1所述的具有压电泵的电子器件，其中，驱动电路包括：
变压器；
开关电路，它根据输入驱动脉冲信号，在变压器的初级侧上进行电源电压的开关操作，并根据驱动脉冲信号的负载比，将驱动电压加到与变压器的次级侧相连的压电元件上，
如果操作模式是音频记录模式，控制电路就根据预定值来降低用于控制开关电路的驱动脉冲信号的负载比，如果操作模式是其它模式，控制电路就将负载比保持在预定值上，并且控制电路产生驱动脉冲信号，并将所产生的驱动脉冲信号输出到开关电路。

4.  根据权利要求3所述的具有压电泵的电子器件，还包括检测电路，用于检测在变压器的次级侧上产生的驱动电压，
其中，控制电路监测根据检测电路的输出改变了负载比之后的驱动电压的幅值，如果所监测的驱动电压的幅值不同于所期望的值，控制电路可进一步调整负载比。

具有压电泵的电子器件
技术领域
本发明涉及具有压电泵的电子器件，压电泵通过压电元件的振动来移除空气而使器件内部的温度降低。
背景技术
压电元件的驱动电路已实际用于液体喷雾和各种致动器(例如，日本专利Nos.2618685和3115618)。
在驱动电路中，将开关晶体管连接到变压器的初级绕组上，并将压电元件连接到变压器的次级绕组上。电路通过晶体管的开关操作来产生并控制压电元件的驱动电压。
再则，具有谐振电路的驱动电路实际上已作为使用压电元件的超声电动机来使用，在此，所述的谐振电路引起与压电元件的并行谐振，以便通过在初级侧上用晶体管进行开关而在次级侧上产生正弦驱动电压(例如，日本专利No.2976489)。
发明内容
在对电子器件的主单元微型化的情况下，如果功率消耗量一直保持很高，那么，在操作时由集成电路所产生的热，就会聚集在器件的主单元或类似的单元中。这样就会引起主单元受热。
在电子器件中，往往要使用风冷扇作为散热器，该风冷扇使用电动机旋转风扇来产生风，以防止内部温度升高。
风冷扇通常放置在电子器件的主单元的进气口中，以将风吹入到器件的主单元内的空间中，并在其中环流，从而获得冷却效果。
然而，在风冷扇的情况下，在制造风的时候，所能产生的压力是较低的，这样，就必须保持一个大的气流通道，以便减低气流的阻力。因此，风冷扇就不适合用于小尺寸的电子器件(如像移动器件)的风冷装置上。
在上述的日本专利Nos.2618685、3115618和2976489中所描述的压电元件的驱动电路能够用于这样的空气泵装置(下面称为压电泵)。空气泵尤其适合于由电池驱动的小尺寸移动电子器件，这是因为空气泵具有很高的排气压力和很高的风冷效率，与此同时，空气泵尺寸小，功耗低。
另一方面，压电(空气)泵具有高的排气压力，这样，在从器件外壳中向外排放空气时就会产生空气噪声(气流声)。
在具有音频输入部分(如像麦克风)的、用于记录声音的电子器件中，在音频输入部分(麦克风)和出气口之间的距离随着器件主单元的小型化而减少。相应地，由麦克风吸取了来自压电(空气)泵的空气噪声。这就会增加噪声级别(level)，并且所记录的声音的信噪比(S/N)就会变坏。
在具有用于记录声音的音频输入部分和用于冷却空气的压电泵的电子器件中，希望能设计出一种能够防止或限制信噪比(S/N)变坏的电子器件。在此，信噪比(S/N)的变坏是由于在记录声音时来自压电泵的空气噪声而引起的。
根据本发明的实施例，提出了具有压电泵的电子器件，其中包括：音频输入部分；通过压电元件冷却空气的压电泵；驱动压电元件的驱动电路；监测和控制音频输入部分、音频记录部分和驱动电路的操作的控制电路，其中，如果所监测的操作模式是音频记录模式，在此模式中，就用音频记录部分记输入的声音，控制电路控制驱动电路以减少从压电泵向外排放的气流量，如果所监控的操作模式是没有音频记录的其它模式，控制电路就维持该气流量。
本发明的实施例可以还包括检测输入声音级别的声音检测部分，其中，控制电路可以还包括存储器，用于存储压电泵向外输出空气时所产生的空气噪声的级别，控制电路可以从存储器上读取与气流量相应的空气噪声的级别，并假设在没有记录从声音检测电路上输出的声音的情况下，检测环境噪声的级别，并可从所检测的空气和环境空气的噪声级别之差来得到可允许的噪声限度。如果所得到的可允许的噪声限度小于预定值，那么，控制电路就可以进行控制以减少气流量，如果可允许的噪声限度不小于预定的值，控制电路就维持那时的气流量。
在本发明的实施例中，驱动电路可以包括变压器；开关电路根据输入驱动脉冲信号在变压器的初级侧(primary side)上进行电源电压的开关操作，并根据驱动脉冲信号的负载比将驱动电压加到与变压器的次级侧相连的压电元件上，如果操作模式是音频记录模式，控制电路就根据预定值来降低控制开关电路的驱动脉冲信号的负载比，如果操作模式是其它模式，控制电路就将负载比保持在预定值上，此外，控制电路产生驱动脉冲信号并将所产生的驱动脉冲信号输出到开关电路上。
本发明的具体实施例可以还包括检测电路，用于检测在变压器的次级侧上所产生的驱动电压，其中，在根据检测电路的输出改变了负载比之后，控制电路就可以监测驱动电压的幅值，如果所监测的驱动电压的幅值不同于所期望的值，就可还让控制电路来调整负载比。
根据本发明，在记录声音的时候，可能防止或减少由于压电泵的空气噪声而引起的的信噪比的变坏。
附图说明
图1是电路方块图，该图根据实施例说明了电子器件的主要结构。
图2是电路方块图，该图根据实施例说明了驱动电路的结构。
图3是电路方块图，该图根据实施例示出了开关电路和检测电路的更详细的结构的例子。
图4是图3所示的电路的工作波形图。
图5是压电元件的等效电路图。
图6A和6B根据实施例示出了在改变驱动负荷比时的工作波形图。
图7是曲线图，该图根据实施例示出了检测电压和频率之间的关系。
图8根据实施例示出了电子器件的结构和压电泵的配置。
图9根据本发明的实施例示出了电子器件的简化了的外观图。
图10根据本发明的实施例示出了用作为风冷装置的压电泵的装配图。
图11A、11B、11C分别是截面图和透视图，该图根据实施例示出了压电泵的空气通道。
图12是曲线图，该图根据实施例并用驱动电压的最大幅值作为参数，示出了背压和从压电泵排出的气流量之间的关系。
图13A和13B根据本发明的实施例，并通过图示的声级，示出了控制的具体例子。
具体实施方式
以下，将参照附图来详细说明本发明的具体实施例。
根据本实施例的电子器件使用压电(空气)泵，该泵利用压电元件作为风冷装置，它至少可以接收和记录外来的音频输入。
对于用作为防止移动器件和静止器件内部温度升高的防范设施的系统而言，压电(空气)泵是有效的。具体地说，在移动器件的情况下，由于器件的外壳尺寸小，有时就难于安装至今所用的风扇式的风冷装置。
压电泵具有一个特点，这就是尽管泵的尺寸小，但也能具有用风冷方法难以得到的高的空气排放压力。因此，对于用作为防止移动器件内部温度升高的防范设施的系统而言，压电泵是特别有用的。
根据本实施办法的电子器件可以是如下的任何类型的器件，例如，记录静止图像或活动图像以及声音的数码相机、蜂窝电话(手机)、音乐和视频的(记录和)回放设备、其它多媒体器件，等等。
图1示出了根据本实施例的电子器件的电路方块图。
图1所示的电子器件100大致包括用于冷却空气的压电泵PZP、压电泵的驱动电路1、音频-输入处理部分10、音频编码译码部分(Vo.CODEC)20、至少一个作为“音频输入部分”的麦克风、作为“音频记录部分”的记录器(VO.REC)40、存储器50。
在图1所示的例子中，电子器件100上装配有两个麦克风30A和30B。音频输入处理部分10的处理系统分为与两个麦克风相应的两个系统。
音频输入处理部分10具有放大器11A，用于对来自麦克风30A的声音进行可变放大，A/D(模拟/数字)转换器12A将来自放大器11A的放大了声音转换成数字音频数据，放大器11B对来自麦克风30B的声音进行可变放大，A/D(模拟/数字)转换器12B将来自放大器11B的放大了声音转换成数字音频数据。
记录器40包括用于将由音频编码译码部分20编码的音频数据记录到图中未示出的记录介质(硬盘、磁光盘、半导体存储器，等等)上的机构和电路。
下面将说明存储器50的功能。
驱动电路1具有电磁耦合变压器2、开关电路(SW.C)3、作为“控制电路”的微型计算机(μC)5、用于检测电磁耦合变压器2的输出的检测电路(V-DET)7、用于检测来自麦克风30A的声级的音频检测电路9。
音频检测电路9包括放大器9A以及用于在每个固定的期间内积分放大器9A的输出的积分器9B。
图2是电路方块图，该图说明了在进一步加入了移相电路6时的驱动电路1的主要部分。图3是电路方块图，该图示出了电磁耦合变压器2、开关电路3和检测电路7的更详细的结构的例子。
下面，将参照图1到图3来详细说明驱动电路1的每个部件。
如图3所示，电磁耦合变压器2具有初级绕组W1、次级绕组W2以及放置在两个绕组之间的磁性材料2A，其磁导率为1或更大。用磁性材料2A对初级绕组W1和次级绕组W2进行电磁耦合。在电磁耦合变压器2中，将初级绕组W1和次级绕组W2的匝数比(匝比率)设置为预定的值。
开关电路3与电磁耦合变压器2的初级绕组W1相连，压电元件PZ与电磁耦合变压器2的次级绕组W2相连。压电元件PZ是装配在图1中的压电泵PZP内的振动器件。
图3示出了典型的具有所谓双开关结构的开关电路3。
如图例所示的开关电路3具有两个开关SW1和SW2，它们分别由晶体管等元件构成。开关SW1和SW2是各自改变工作件与两个接触点之一的连接的开关。开关SW1的工作件与电源电压Vcc相连，开关SW2的工作件与电源电压的参考电压相连，例如，地电压GND。
开关SW1和SW2的每一个都有与初级线圈W1的终端之一相连的第一接触点P1和与初级线圈W1的另一终端相连的第二接触点P2。如下所述，以差动方式来切换接触点。如图3所示，在将开关SW1的工作件与第一接触点P1相连，以处于提供电源电压Vcc的状态下的时候，将开关SW2的工作件与第二接触点P2相连，以处于提供地电压GND的状态下。与此相反，在将开关SW1的工作件改变为与第二接触点P2相连，以处于将电源电压Vcc提供给初级绕组W1的另一终端的情况下，大致在同样时间，将开关2的工作件与第一接触点P1相连，以处于初级绕组W1的终端之一与地电压GND相连的状态。
为了用晶体管来实现这样的二接触点开关，就应在所谓的H-桥式结构中，通过连接四个晶体管来提供开关电路3。例如，可以通过生成开关SW1和SW2来实现H-桥式结构，在此，开关SW1具两个以差动方式进行开关操作的PMOS晶体管，而开关SW2具两个以差动方式操作的NMOS晶体管。
由驱动脉冲信号DPS来控制开关SW1和SW2，该驱动脉冲信号是从微型计算机5上输出的，并具有预定的负载比。
在驱动脉冲是高电平的情况下(下面用“H”来表示)，开关电路3就变成了图3所示的连接状态。因此，在初级绕组W1中，仅在驱动脉冲为“H”的一个短时期内，电流从开关SW1的一侧流到了开关SW2的一侧。以下，将此电流表述为“正电流I(+)”。在通过关闭电路而使驱动脉冲变为低电平(以下面用“L”来表示)时，将开关SW1和SW2两者都关闭掉，初级绕组W1就变成了高阻抗状态。
在输入下一个驱动脉冲时，开关电路3变成与图3所示的状态相反的连接状态，通过初级绕组W1的电流方向被反转。并将此时的电流表述为“负电流I(-)”。在关闭驱动脉冲时，将开关SW1和SW2两者同时关闭，初级绕组W1就变成为高阻抗状态。
通过重复上述的操作，仅在预定的短时期内，正电流I(+)和负电流I(-)各自交替地流动，并在流动正电流I(+)和负电流I(-)的期间内，在无电流流动的时候驱动间歇电流。
在这方面，在用图3所示的一个驱动脉冲信号DPS来驱动开关电路3的情况下，在开关电路3中应当执行用每个输入脉冲来交替操作两个开关SW1和SW2的功能。然而，如果由开关电路3中的电路来执行这个功能，开关电路3的尺寸就会变大，因而，这个方法是不大现实的。
这样，在本实施例中，安置了图2所示的移相电路6。
移相电路6从微型计算机5接收驱动脉冲信号DPS，并直接输出作为第一驱动脉冲信号DPS1的信号，并将驱动脉冲信号DPS的相位移动180度，以产生第二驱动脉冲信号DPS2。从移相电路6上将第一和第二驱动脉冲信号DPS1和DPS2并行输出到开关电路3上。
开关电路3根据第一驱动脉冲信号DPS1在开关SW1和SW2上控制正电流I(+)驱动，根据第二驱动脉冲信号DPS2在开关SW1和SW2上控制负电流I(-)。因此，可用筒单的电路来生成开关电路3。这样，就能按照与上述相同的方式，由正电流I(+)和负电流I(-)来交替地和断续地电流驱动初级绕组W1。
微型计算机5可以具有移相电路6的功能。此外，如上所述，可由在开关电路3中的电路来执行用每个输入脉冲来交替操作两个开关SW1和SW2的功能。此外，也可将图3所示的驱动脉冲信号DPS改变成三元脉冲，其中，正脉冲及负脉冲就和中间电平(例如，作为中心的地电压GND)一起交替地、断续地出现，并可由此脉冲来驱动开关电路3。
在这些情况中的任何一个情况下，移相电路6变成不必要的了，这样，移相电路6就不是必不可少的部件。
检测电路7是检测压电元件PZ的驱动电压的电路，它出现在电磁耦合变压器2的次级绕组W2上。
可以用任何适当的形式来构成检测电路。例如，可用图3所示的简单的半波整流电路来实现检测电路7。
图3所示的检测电路7包括三个电阻器R71到R73，二极管D7和电容器C7。
电阻器R71、二极管D7和电阻器R72的串联电路与次级绕组W2和压电元件PZ并联。电容器C7和电阻器R73与电阻器R72并联。从二极管D7的阴极上得到输出(检测电压Vdet)。
如果二极管D7的阳极电位在某种程度上高于阴极电位，电流就在正向上通过二极管D7，在电流流过的时候，就对电容器C7充电，从而产生检测电压Vdet的输出。在阳极和阴极之间的电位差发生改变以致于逐渐减小时，通过大的电阻器R73发生极为缓慢的放电。因此，检测电压Vdet的波形就变得平滑了(大体上是固定不变的)。平滑波一直继续到阳极和阴极之间的电位差变小，直到最后没有电流流过二极管D7的时候为止，还，在阳极和阴极之间的电位差发生反转的时期，在二极管D7上就加上了反向偏压。随后，阳极电位在某种程度上再次高于阴极电位，并再次开始对电容器C7充电。然而，第二次的和以后的充电是为了补偿紧接在前面的平滑化期间中由于放电而产生的轻微的电位降。
随后，按照同样的方式来重复平滑化以及为了补偿平滑化期间中的电位降而进行的轻微充电。这样，就得到了作为检测电压Vdet的电压，它的波形接近于基本稳定的直流电。检测电压Vdet(直流电压电平)的值直接与出现在次级绕组W2上的驱动电压的幅值成正比。
将照此方式得到的检测电压Vdet输入到微型计算机5中，并由内部的A/D(模拟/数字)转换器读取检测电位的数字值。
微型计算机5具有通过控制驱动脉冲信号DPS的负载比来控制从电磁耦合变压器2上输出的驱动电压Vd的功能。
此外，微型计算机5监测和控制图1所示的所有的部件。微型计算机5监测和控制(指示)“音频记录模式”和其它模式，在音频记录模式中，作为图1所示的“音频记录部分”的记录器40，将来自作为“音频输入部分”的麦克风30A(和30B)的声音记录到记录介质(图中未示出)上。其它的模式是指没有音频记录的所有模式，并包括“只记录图像的模式”、音频和视频的“回放模式”、  将音频和视频数据传送到其它外部和内部记录介质上的“数据传输模式”、从外部输入音频和视频数据的“数据输入模式”、“设置模式”，以及其它类似的模式。
在操作模式是“音频记录模式”的情况下，微型计算机5具有将图1所示的压电泵PZP的气流量降低到通常的预定值以下的功能。下面将要详述这个功能。通过控制驱动电压Vd来控制气流量。
下面，首先，将详细说明功率节省驱动的驱动电压控制，然后，将要说明根据此控制来减少气流的控制。控制驱动电压Vd的功能是用来控制图1所示的压电泵PZP的气流量。
就此功能而言，例如，如果微型计算机5根据一个模式提高(或降低)了压电元件PZ的驱动力，微型计算机5就按照预定量来改变驱动脉冲信号DPS的负载比。此时，由于装配了检测电路7，微型计算机5就能确认改变驱动脉冲信号DPS的负载比的结果正确地反映在出现在电磁耦合变压器2的次级绕组W2上的驱动电压Vd上。作为确认的结果，微型计算机5得到关于负载比的改变是否不够或者过多的信息，因此，微型计算机5就能细调驱动脉冲信号DPS的负载比，以便根据所得到的信息来获取所要求的驱动电压Vd。
下面，将要说明用于改变谐振频率的配置，对于功率节省驱动而言，这个改变是必须的。
由驱动脉冲信号DPS控制的开关电路3来进行操作，以便按照由输入驱动脉冲信号DPS规定的预定频率，在接通状态或断开状态下的初级绕组W1上重复进行设置，在接通状态下，电流流过电磁耦合变压器2的初级绕组W1，在断开状态下，电流不在初级绕组W1上流动。此时，例如，接通状态相应于驱动脉冲的高电平(“H”)，断开状态相应于驱动脉冲的低电平(“L”)。
在此，将电磁耦合变压器2的初级电流驱动的频率(周期T)定义为电流驱动频率。要求将电流驱动频率设置为与谐振电路的谐振频率相配匹，在此，该谐振电路是在电磁耦合变压器2的次级侧上生成的，并包括压电元件PZ。在此，即使电流驱动频率不完全与谐振频率相配匹，也可能进行操作。但是，希望电流驱动频率与谐振频率相配匹，以便产生像正弦波那样的压电元件PZ的电压波形。
为此，如图3所示，在电路结构中，将电抗元件4并联到电磁耦合变压器2的次级绕组W2上。
在通过重复上述的接通状态和断开状态来断续地进行电磁耦合变压器2的初级电流驱动的时候，在开关电路3的初级侧上的功率消耗相对较小，这是因为此时的功率消耗是只有短持续时间的短脉冲电流的功率消耗的时间平均值。
在一旦将脉冲电流加到电磁耦合变压器2的初级侧上时，就通过在谐振电路的次级侧上的谐振将交流电压(驱动电压Vd)加到压电元件PZ上，如果电路保持在断开状态下，该交流电压就逐渐变小。这种衰减是由于能量损耗，如像谐振电路(绕组电路)的铜损耗而产生的。在本实施例中，在电磁耦合变压器2的次级侧上，在加到压电元件PZ上的交流电压的正侧和负侧，仅在脉冲高度值减少之前的一个短时间内，最好从初级侧上用下一个脉冲电流来进行能量补充，并周期性地重复这个操作。然而，只有在加到压电元件PZ上的交流电压减少到一定程度之后的一个短时期内，才可以周期性地进行能量补充。
在本实施例中，没有从谐振电路向外(例如，GND线)放电的通道，因此，基本上不出现向外放电。如上所述，用来自初级侧上的断续的电流驱动来补充谐振电路的能量损耗(如像铜损耗)。至少从初级侧上完全补充了能量损耗。
这样，就可能在低的功率消耗下进行极为有效的操作。
根据元件的用途来确定压电元件PZ的等效电容值。这样，对于微型计算机5而言，如果只改变由微型计算机5产生的驱动脉冲信号DPS的频率(电流驱动频率)，有时就难于使电流驱动频率等于或基本等于谐振电路的谐振频率。
因此，在谐振电路上加上电抗元件4，就可使电流驱动频率等于或基本等于每个谐振电路的谐振频率。由电抗元件4生成并行的谐振电路，它和压电元件PZ的等效电路的电容组件以及电磁耦合变压器2的电感组件一起，在(电流)驱动频率上谐振。
通过将电容器与图3所示的压电元件PZ并联来将电抗元件4加到谐振电路上。另外的办法是，可以将电感器与压电元件PZ并联或串联。
然后，参照图4到图5来说明如上配置的驱动电路1的操作。
图4(A)到4(E)是图3所示的电路的工作波形图。图5是压电元件PZ的等效电路图。
如图5所示，可将压电元件PZ视为具有串联电路以及与串联电路并联的电容器C0的等效电路图，该串联电路包括电容器C1、电感器L1、电阻器R1。
此时，谐振电路的谐振频率是由组合电容和组合电感确定的，前者是指压电元件PZ的等效电容部分(主要是C1)和作为电抗元件4的电容C(图3)的组合电容，后者是指压电元件PZ的等效电感元件(L1)和次级绕组线圈W2的组合电感。
在开关电路3中，如果从图2所示的移相电路6中输出的第二驱动脉冲信号DPS2是“L”，而且第一驱动脉冲信号DPS1变为“H”，那么，如图3所示，就将开关SW1连接到电源电压Vcc上，将开关SW2连接到地电压GND上。这样，正电流I(+)就流过初级绕组W1。
另外，如果第一驱动脉冲信号DPS1是“L”，而第二驱动脉冲信号DPS2变成“H”，那么，具有相反方向的负电流I(-)就流过初级绕组W1。
如图4(A)所示，由短的脉冲持续期(用ON(+)来表示)来限定第一驱动脉冲信号DPS1为“H”的时期，这个时期短于固定的半周期T/2。在固定的周期T上重复该脉冲。
如图4(B)所示，由短的脉冲持续期(用ON(-)来表示)来限定第二驱动脉冲信号DPS2为“H”的时期，该脉冲信号具有相同的周期T，并与第一驱动脉冲信号DPS1的脉冲有180度的相位差。两个脉冲的持续期(即所谓的脉冲宽度)可以是不同的，但在此假设是相同的。
下面，将第一驱动脉冲信号DPS1的脉冲持续期称为“正电流驱动时间或ON(+)时间”，将第二驱动脉冲信号DPS2的脉冲持续期称为“负电流驱动时间或ON(-)时间”。
有若干个固定的断开状态期，在断开状态中，在ON(+)时间和下一个ON(-)时间之间的期间内以及在ON(-)时间和下一个ON(+)时间之间的期间内，电流不流过初级绕组W1。
在断开状态下，图3中的开关SW1和SW2都是“关闭(OFF)”的，这样，从初级绕组W1的两端来看，开关电路3就变为高阻抗状态。相应地，只有像晶体管的漏电流一样小的电流才能在断开状态下流动，因此，功率消耗基本上等于零。
图4(C)是波形图，该图示出了在正电流I(+)和负电流I(-)上的值(绝对值：|I|)。
在打开脉冲的时候，电流开始流动，然后就饱和了。在图4(C)的例子中，确定ON(+)时间和ON(-)时间，以便在饱和点上及时关闭脉冲。此外，在不饱和区中，电流值下降，因此，输入功率也下降。另一方面，在饱和后，即使将脉冲宽度扩展得大于原来的值，也是没有运作意义的，这只会引起功率消耗的增加。这样，就希望最大限度地设置在电流饱和时间附近的ON(+)时间和ON(-)时间。
限定跨越初级绕组W1两端的电压，就像控制与电源电压Vcc相连接的端头的电压(初级侧电压Vi)那样，来控制与图3中的地电压GND相连接的端头。图4(D)示出了这个电压的波形。
假设可以忽略晶体管的接通电阻，在ON(+)时间上的初级电压Vi(+)和在ON(-)时间上的初级电压Vi(-)基本上变成为电源电压Vcc的数量级(例如，大约为5[V])。根据初级侧的性能，将断续的短期电压强制性地加到初级绕组W1上。另一方面，在该时间之间的关断期中，从初级绕组W1上释放初级侧上的强制电压电源。然而，由于次级侧的影响，与谐振电路的谐振频率相关的电压也出现在初级侧上。
根据电磁耦合变压器2的匝数比来确定初级电压V1和次级电压(驱动电压Vd)的波高值的比率。
如上所述，在此操作中，如果电流驱动频率(将Vi(+)和Vi(-)设置为初级电压的重复操作频率)基本上与所生成的谐振电路的谐振频率相匹配，那么，如图4(D)所示，初级电压Vi的波形基本上变成正弦波。相应地，压电元件的驱动变得顺利和有效，而这正是所希望的。
如果频率不完全匹配，在断续设置初级电压的时候，就会在初级电压Vi的波形中出现间断点。然而，操作频率本身是根据初级侧上的电流驱动频率来确定的，并可能按固定的频率来驱动压电元件。因此，在此情况下，驱动失去了稳定性，效率也就随之降低。
图6A和6B是在微型计算机5改变驱动脉冲信号DPS的负载比时的波型图。为了方便起见，在图6A和6B中只示出了第一驱动脉冲信号DPS1、正电流I(+)和驱动电压Vd的各自的波形。
应当了解的是，如果负载比(ON(+)/T)从图6A中的小值上升到图6B中的大值，那么，驱动电压Vd的波高值的增加就会与负载比的增加一样多。
例如，可以通过控制这样的负载比来改变驱动电压Vd，并根据驱动电压Vd的变化来改变图1所示的压电泵PZP的气流量。
也可通过改变压电驱动的频率来改变压电泵PZP的气流量。然而，为了直接控制气流，不进行频率控制，但是，为了提高压电驱动的效率，就要进行频率控制。这就是说，为了在较低的功率消耗上来保证所想要的气流量，就要二次进行频率控制。
下面，将简要说明频率控制。
图7示出了由于温度升高而产生的影响。图7是频率与从检测电路7上输出的检测电压之间的关系曲线图。
在稳定态的温度下，例如在室温(25度)下，通常，由检测电压Vdet监控的电磁耦合变压器2的输出电压(驱动电压Vd)的时间平均幅值随着微型计算机5的输出驱动脉冲信号DPS的频率f的增加而增加，并给予压电元件PZ以较大的驱动力。然而，在具有比频率f0更低频率的频率区中，驱动电压Vd(检测电压Vdet)的平均幅值随着频率f的增加而降低。这是因为，在含有谐振元件4的电磁耦合变压器2的二次谐振电路中，电容组件变得比电感组件更为主要。
相应地，如图7所示，频率与检测电压Vdet的相关曲线在频率f0处有一个最低值。频率f0相应于谐振电路的谐振频率，并且，驱动电路1在频率f0上进行最有效的功率节省驱动。
然而，观察到一个现象，如图7的虚线所示的曲线那样，随着温度的增加，检测电压Vdet的最低点(高效点)移到频率较低的一侧。
根据从温度检测电路8接收到的温度检测信号St，微型计算机5改变驱动脉冲信号DPS的周期，以便根据像温度变化一样多的频移量来改变电流驱动频率。此时，可以还调整负载比，以便根据电流驱动频率的变化来获得所想要的驱动电压Vd。
在图7的例子中，假设具有最小检测电压Vdet的频率f0随着温度的增加而变为较低的频率f1。
为了根据频率变化量Δf(＝f0-f1)来降低电流驱动频率，微型计算机5进行控制，以增加驱动脉冲信号DPS的周期T。
在温度降低的情况下，就进行和上面相反的操作。
在此控制中，必须将温度和控制量(即要控制的频率变化量Δf或周期T)之间的关系存储到存储器50(参见图1)中或由微型计算机5自己保留的表格中。微型计算机5参照该表格并根据检测到的温度来获取控制量，并用所得到的控制量来改变电流驱动频率。
通过照此方式进行的驱动频率控制，即使有温度的变化，驱动电路1也能在压电元件PZ上持续进行最有效的功率节省驱动。
就改变气流量的必要性而言，如果在操作时环境温度升高，就改变气流量，以便通过增加气流量来提高风冷能力。这样，就可以将用于检测环境温度的检测元件安置在电子器件100中。再则，在打开电源后，就可能进行控制，以使得气流量随着时间而增加。还，还可以进行控制，以便按照“记录模式”、“回放模式”、“数据传输模式”、“数据输入模式”等模式来增加气流量，在此，假设各种处理电路都有大的处理负载，并且在“设置模式”中可以减少气流量。
根据温度的增加来进行所有的气流量控制。然而，在本实施例中，除了考虑由于温度增加而进行的气流量的控制之外，并没有考虑其它的因素，但是，还可以根据不同的观点来减少气流量。
在此，不同的观点是指确保在音频记录时的信噪比的观点。更具体地说，是防止或限制在记录时信噪比变坏的观点，信噪比变坏是由于在从压电泵PZP上排放空气时的声音(气流声)的噪声而引起的。
图8示意性地示出了电子器件中压电泵的配置。
图8所示的电子器件包括在其外壳100A中的电路衬底(可有多个)101。大量的集成电路(ICs)、其它电路102和电源控制部分103等部件以高密度安装在电路衬底101上。此外，还配置了图1所示的驱动电路1、音频输入部分10、音频编码译码部分20、记录器40、存储器50，等等。
电子器件100具有热收集部分104，它在某种程度上构成了一个防护空间，并且它的位置、尺寸、形状和材料都适合于有效地收集来自全部发热部分的辐射热，这些发热部分如像电路部分102、电源控制部分103等。
热收集部分104是由具有高热传导性的材料生成的，它具有用于收集热的散热片，这些散热片与每个部件的热辐射部分相接触或靠近。在热收集部分104的空间中的空气，通过热收集部分104的散热片和外壁而被所收集的热加热。
在外壳100A的外表面上装有空气进气口100B和空气出气口100C，它们与热收集部分104中的空间相通。
图9是一个透视图，该图示出了出气口100C和麦克风30A的位置。
图8和图9所示的空气出气口100C和空气进气口100B的直径可以比较小，例如，几毫米。最好将空气进气口100B和空气出气口100C放在稍微凹进的部分上或者放在凸出部分的底部，以免被人的手掌或手指遮挡住。
然而，在小尺寸的电子器件中，如图9所示，在空气出气口100C和收集输入声音的麦克风30A之间有时难有足够长的距离L(在外壳表面上的最短距离)。在此情况下，上述的从麦克风30A输入的声音的空气噪声级别就会变大。
再回到图8，将作为“泵设备”的压电泵PZP固定在一个位置上，这个位置使得从环境空间中吸收的空气能够通过热收集部分104中的空气出气口100C而被有效地排放。
压电泵PZP包括图2和图3所示的压电元件PZ，并与驱动电路1相连。驱动电路1安装在电路衬底101上。
压电泵PZP起着移动空气的驱动源的作用，它使风吹进热收集部分104中，并根据电子器件100的结构和在此结构中的泵的放置，强行排放来自发热物体(如集成电路等)的热。
图10是压电泵PZP的装配图。
图中所示的压电泵PZP具有作为“压电元件PZ”的压电体单元31、保护环32、隔膜33、第一垫圈34、夹板35、第二垫圈36和顶板37。
保护环32是由如像不锈钢之类的高硬度的防腐蚀材料制成的，并且制成环形，以便确保内部的空间。压电体单元31含于保护环32之中，并将压电体单元31的非振动的部件安装到保护环32上。将第一垫圈34放在保护环32上，并在两者之间夹入隔膜33。
第一垫圈34是由如像不锈钢之类的高硬度的防腐蚀材料制成的，并且制成环形，以便让内部空间起着泵室34A的作用。
隔膜33是一种振动元件，它根据压电体单元31的压电体的振动而振动。使用薄的可变形的高强度材料来制造隔膜33。此外，隔膜33还有增加与第一垫圈34的接触表面的气密性的作用。
将中心具有小的流通孔35A的夹板35放在并固定在第一垫圈34的上表面上，以便增加两个部件的接触表面的气密性。这样，泵室34A只通过流通孔35A与外面相通。相应地，在压电体单元31的压电体发生振动并使隔膜33上下运动的时候，泵室34A的内部容积就反复地膨胀和收缩。这样，空气就通过流通孔35A以高速进出。
此外，将由如像不锈钢之类的高硬度的防腐蚀材料制成的第二垫圈36和顶板37固定在夹板35上，以增加接触表面彼此之间的气密性。
例如，为第二垫圈36提供了所生成的内部空间(四个通道)，以确保来自四个方向的进气通道。四个通道的端部基本上是封闭的，但是各自都有小的进气孔。顶板37的中心有一个排气孔37A。因此，在第二垫圈36的中心部分生成了文丘里喷口部分36A，它将排气孔37A和流通孔35A连通起来。
图11A、11B是截面示意图，该图说明了压电泵PZP的气流通道。图11A示出在进气时的气流通道，图11B示出在排气时的气流通道。
在压电体单元31缓慢地使隔膜33上下运动的时候，泵室34A的容积由于进气而变大，空气通过图11A所示的通道进入。此外，泵室34A的容积由于排气而变小，这样，如图11B所示，内部的空气就通过流通孔35A和文丘里喷口部分36A，以极大的力量从排气孔37A上排出。
在高速(20[kHz]或更高的频率)下的重复吸气和排气导致连续的气流在固定的压力下从排气孔37A中排出的操作。在高速驱动下，排气孔37A并没有图11A的进气孔的作用，并且几乎只起着排气孔的作用。因此，通过在图10所示的第二垫圈36中生成的、四个方向上的进气通道的空间和在垫圈顶部的小孔(进气孔)发生进气。
图11C是个示意图，该图示出了适合风冷设备的压电泵PZP以及在操作时的气流通道。
可用压电泵PZP来作为小型风冷设备，其顶视图长度约为20[mm]，厚度约为1[mm]。在使用图3所示的上述的驱动电路并由20[Vp-p]和20[kHz]来驱动该电路的情况下，得到了静态压力为1到几个[Pa]的连续气流，并从排气孔37A排出这个气流。
将具有上述结构并进行运作的压电泵PZP连接到图1所示的驱动电路1上，并用驱动电路1来驱动。
此时，如参照图6所述的那样，可能根据驱动脉冲信号DSP的负载比，并通过改变驱动电压Vd的幅值，来控制从压电泵PZP中排放的气流量(单位时间内的空气流动量)。
来自压电泵PZP的气流量基于压电振动元件(压电体单元31)的振动。因此，如果将大的驱动电压Vd输入到压电泵PZP中，在压电泵PZP中的压电振动板就会以大摆幅振动，这样，就能保证具有大量的气流和背压，同时，功率消耗也随之变大。
另外，如果将小的驱动电压vd输入到压电泵PZP中，在压电泵PZP中的压电振动板的摆幅就会下降，这样，气流量和背压也下降。然而，也要有一定量的背压才能使气道中有足够的气流，在此，气道是狭窄的风道，这样，就可能在一定程度上起着散热的作用，并同时保持低的功率消耗。
图12使用驱动电压Vd的最大幅值作为参数，示出了背压和从压电泵中排放出来的气流量之间的关系。
在此，“背压”相当于图8中热收集部分104的内压。
参照图12，应当了解的是，如果背压大，不管将驱动电压Vd提升得多高，也不能得到所要求的气流量(来自压电泵PZP的气流量)。这是因为从外部提供的空气量太大，会致使压电驱动的效率下降。
此外.气流量会随驱动电压Vd的幅值的升高而减少。具体地说，如果驱动电压vd是20[Vp-p]，背压约为0.5[kPa]或更小，那么，气流量就变为1[L/min]或更大，这个量是如此之大，因而不能通过排风扇的方法得到。
在图8所示的结构中，进气孔口100B的直径相对较小，这样，就能保持较小的背压。相应地，就可能有高的风冷效率。
在这方面，即使没有特意配备进气孔口100B和出气孔口100C，也能通过器件外壳的空隙输入和输出空气，只要将热收集部分的气密性保持在某个程度，就能保持小的背压。然而，热收集部分104必须要有出气孔口和进气孔口。
在应用到风冷系统上时，希望用具有多个相位的两相位信号来驱动压电泵，这两个相位彼此相差180度，就像图2所示的第一和第二脉冲信号DPS1和DPS2那样。
使用来自微型计算机5的驱动脉冲信号DPS并通过单相信号驱动能够得到相同的效果。然而，在单相信号驱动的情况下，在与驱动频率相关的周期时间内会出现损耗，这种损耗如像电磁耦合变压器2的绕组线损耗。于是，有时就会降低驱动电平。
在这样的情况下，为了防止损耗并将驱动波形保持在固定的电平上，希望应用由彼此间具有180度移位相位的两相位信号来进行驱动的方法。
在如像压电振动元件之类的电抗负载的情况下，如果所设置的驱动频率可以使含于器件中的电容电抗和电感电抗彼此抵消，那么，就可以实现低功率驱动，这样，阻抗就只是纯粹的电阻部件。因而，就能在电抗负载工作量上得到最大效率。
就此意义而言，希望在谐振电路的谐振频率上驱动。因此，在难于将驱动频率控制在谐振频率上的情况下，配置图3所示的电抗元件4是有效的。再则，还希望使在电磁耦合变压器2的初级侧上的电流驱动频率与在次级侧上的谐振电路的谐振频率相匹配。
具体地说，如果设置的使用状态是随环境而变的，压电泵PZP的负载就会连续变化。这样，如果驱动频率是固定的，而谐振频率发生变化，就不仅会出现有功功率而且也会出现无功功率。于是，由压电振动元件产生风的效率就会下降，并且压电泵PZP自身也会发热。
作为环境的变化因素，由于环境温度而引起的频率特性的变化(参见图7)起着重要的作用，为了能够用最高的效率来稳定地得到最佳的操作频率，补偿和控制这个变化是很有效的。
在使用这样的压电泵的风冷情况下，为了防止或减少空气噪声对记录声音的影响，在本实施例中，减少驱动脉冲信号DPS(或第一和第二脉冲信号DPS1和DPS2)的负载比，以便只在由微型计算机5监控的“音频记录模式”中，将气流量降低到通常的控制值以下。
由此，可能得到的好处是能够改进在音频记录时的信噪比(S/N)。
然而，并不希望没有变化地只靠风冷来降低气流量。
这样，更希望进行下述的适应性的控制，以便平衡风冷效率和信噪比(S/N)之间的关系。
在所希望的控制中，微型计算机5获取可允许的噪声界限K。在此，“可允许的噪声界限”是个参数，它表明在环境噪声中，从压电泵PZP发出的风声的空气噪声的级别究竟容许有多高。如果假设要记录的声音的音频信号级别S为零(S＝0)，就可以根据来自麦克风30A的输入声音IV来检测可允许的噪声界限K。
具体地说，图1所示的音频检测电路9通过积分器9B获取每个预定时期的输入声音IV的积分量。如果用相同的符号“IV”来表示积分量的输入值，即在A/D(模拟/数字)转换后由微型计算机5得到的输入声音级别，那么，就可以用音频信号级别S的积分值(或时间平均值)、环境噪声级别Na、由压电泵PZP产生的空气噪声级别Np来表示输入的声音级别IV。
在此，在没有环境噪声和要记录的声音的隔音室中，事先测量空气噪声级别Np，得到空气噪声级别Np与压电泵PZP的气流量之间的关系，并将测量数据(气流量和Np之间的关系)预先存储在图1所示的存储器50中。
假设S＝0，限定可允许的噪声界限K以使得“Na≥Np+K”能够成立。
在此，有这样的情况，这就是在实际使用时的声音信号级别S为零或者基本上被认为是零。例如，在记录某个人的声音的情况下，如果在讲话期间，在停止发声的时候，例如，在字词、短语、句子之间，有一个停顿点(point intime)，那么，就可以认为在这个停顿点上的S＝0。如果发现，按预定的时间间隔由音频检测电路9得到的输入声音的级别IV是最低的并多次出现这种情况，那么，就能够将这样测量的在S＝0上的输入声音级别看成是最低的级别。
另外，还有一种情况，在此情况下，S＝0不出现在如像音乐之类的连续的记录中。然而，通过长期的检测能够发现最低的级别，并基本上可将此最低的级别认作是S＝0。
在要记录的声音是长期连续的大的声音的情况下，没有必要考虑空气噪声对压电泵PZP的影响，因此，就停止控制。
通过从在S＝0上的输入声音级别IV(它是由微型计算机5通过音频检测电路9得到的)上减去与当前气流量相应的空气噪声级别Np，就可能大约估计环境噪声级别Na。
微型计算机5校验按照此方式估计的环境噪声级别Na和预定的空气噪声级别Np之差是否小于预定的可允许的噪声界限K。
因此，如果环境噪声级别Na和空气噪声级别Np之差不小于预定的噪声界限K，微型计算机5就确定不必减少气流量。如果此差值小于可允许的噪声界限K，微型计算机5就确定必须减少气流量。
然后，微型计算机5根据确定的结果控制驱动电路1，以便按照预定的步骤降低压电泵PZP的气流量。随后，微型计算机5再一次比较对环境噪声级别Na和空气噪声级别Np的估计。如果两者之差是可允许的噪声界限K或更大，微型计算机5就停止控制。如果两者之差小于可允许的噪声界限K，微型计算机5就重复几次相同的控制，直到得到不小于可允许的噪声界限K的噪声级别差为止。
图13A和13B根据图解的声级显示说明了控制的具体的例子。图13A示出了环境噪声级别Na较高的情况，图13B示出了音频信号级别S与图13A中的音频信号级别相同，但是环境噪声级别Na低于图13A中的环境噪声级别的情况。
在图13A和13B中，用“Np(1L)”来表示在压电泵PZP的出气孔口100C的气流量是1.0[L/min]的情况下的空气噪声级别，并用“Np(0.6L)”来表示在气流量为0.6[L/min]的情况下的空气噪声级别。
在图13A的情况下，环境噪声级别Na是高的，此级别高于“Np(1L)+K”。因此，即使空气流量是1.0[L/min]，空气噪声和输入声级IV之比也是低的，因此，可以确定，对记录声音没有实质性的影响。
与此相反，在图13B的情况下，如果气流量是1.0[L/min]，“Np(1L)+K”超过环境噪声级别Na。这样，空气噪声相对较高，因此必须减少气流量。如果气流量从1.0[L/min]降到0.6[L/min]，“Np(1L)+K”变得低于环境噪声级别Na，因此，空气噪声级别Np降低。于是，就进入对记录声音没有实质性的影响的状态。
通过进行上述的控制，仅在最少地减少风冷效率的情况下，就可能记录质量尽可能高的声音。
下面，将说明实施例中可供选择加入的变化。
变化1
如果电子器件100具有分离要记录的声音和噪声(包括空气噪声)的功能，就可能使用这个功能来检测在S＝0上的噪声级别。例如，如果给电子器件100配备了噪声消减功能，就可能在噪声消减前后使用音频数据来分离声音和噪声。
变化2
可将图3所示的电抗元件4并联到电磁耦合变压器2的初级绕组W1上。
根据电抗元件4的耐电压规格及其电抗值来确定究竟应当将电抗元件4连接到电磁耦合变压器2的初级侧还是次级侧上。
开关电路3的结构不限于H-桥式结构，其中包括由四个晶体管组成的两个二触点开关，它可以是由一个晶体管(和一个回流防止二极管)组成的结构。在此情况下，两相位信号驱动是不可能的，因此效率低。然而，能够有利地简化开关电路3。
变化3
根据预定的规律，通过周期性地停止驱动脉冲，可以改变频率。可以用微型计算机5来进行停止控制，或者通过在图1所示的驱动电路1中加入停止控制电路来实现。
在开关电路3的切换操作期内，如果在任何一段时间中停止向开关电路3输入驱动脉冲，就停止了这样的一个操作，即从电磁耦合变压器2的初级侧上通过断续的电流驱动来补偿谐振电路(绕组电路)的能量消耗(如像铜消耗)。这样，停止的时期越长，输入功率就变得越低。相应地，压电元件PZ的振动能量也跟着降低。这就是说，在停止控制时，停止任何时期都允许调整压电元件PZ的操作(振动能量或平均振动幅值)。
可以在图1的结构中加入温度检测电路(图中未示出)。微型计算机5可以确定驱动脉冲信号DPS的驱动脉冲周期T，以便根据来自温度检测电路的温度检测信号，按照周期T的倍数(如2T，3T，......)来改变驱动脉冲周期。
在没有脉冲输入的期间内，驱动电压Vd按照谐振电路的谐振频率而变化，但是幅度逐渐减小。由下一个脉冲输入来恢复驱动电压Vd的幅值。这样，驱动电压Vd的幅值就变成反复降低和恢复的波形。但是，对压电元件的驱动没有影响或影响甚少。
在变化3中，在短的周期性的时期内提供给压电元件PZ的电源中，通过周期性地停止驱动脉冲并根据要冷却的物体的状况来降低电源的频率。结果，就可能将时间平均输入功率降到必须的数量。
变化4
变化4涉及压电元件的小型化。
在将H-桥式结构用于图3所示的开关电路3时，通过组合两个PMOS晶体管和两个NMOS晶体管来生成桥式连接。并非必须通过在电路衬底上安装分离的电子部件来实现这样的电路，但可在某种类型的集成电路中生成这样的电路。
流过电磁耦合变压器2的初级绕组W1的电流的数量级是几十毫安，因此，不必要增加电磁耦合变压器2的绕组线的直径。再则，在铁芯中的磁通量密度并不高，因此，可能减少铁芯的横截面积。
近年来，使用了片状线圈。通过在薄膜上电镀或蒸气淀积线圈来生成片状线圈。通过层叠这些线圈来生成小尺寸的多绕组变压器。这样，就能实现小尺寸多绕组变压器。
由此，可能实现适合于移动器件的压电元件的驱动电路，并且尺寸小、功耗低。
根据上述的实施例和变化，能够获得如下的优点。
可能通过控制来消除或减少在记录时由驱动压电泵PZP产生的风声的影响，以便仅在“音频记录模式”上减少压电泵PZP的气流量。
具体地说，通过进行控制来比较所得到的环境噪声级别Na和空气噪声级别Np，从而可能估计必须减少的气流量。这样，就可能将气流量减少到对记录基本上没有影响的程度。相应地，可能进行高质量的记录而不会过多地降低风冷效率。
另外的优点是，由于能够改变驱动频率，因而能够在节省功率的情况下有效地驱动压电泵。
将压电泵用在空气冷却上的优点是能使电子器件100小型化并有高的冷却效果。具体地说，通过与器件的内部结构相结合，能够保持低的背压并产生最大的冷却效率。
还，通过使用微型计算机5作为“控制电路”，就可能只用要控制的开关电路3来驱动压电元件。
下面将说明这点。
例如，在日本专利Nos.2618685和3115618所描述的液体抽吸设备中，提出了一种电路，在此电路中，使用变压器来放大功率，以便形成能产生正弦波的波形，并比较和控制电压和电流的相位，以便提高压电振动元件的驱动效率。
在如像压电振动元件之类的电抗负载的情况下，如果设置驱动频率以使得含于其中的电容电抗和电阻电抗彼此抵消，那么，阻抗就只不过是一个单纯的电阻元件。这样，就能得到在阻抗负载工作量上的最大效率。这个频率就是谐振频率。
如果温度发生变化，在驱动电压和驱动电流之间的相位差有时也会发生变化。这样，可以认为，即使温度有变化，也能最恰当地驱动压电元件。
然而，在比较上述相位的电路中，实现系统所需的硬件(即电路)是复杂的。例如，系统必须得到电压和电流的相位，并且系统必须装配相位比较器，以便提高驱动压电振动元件的效率。此外，为了改变压电振动元件的工作量，系统将会变得更加复杂。这是因为系统应当配备这样一个电路，该电路根据来自相位比较器的控制信号来控制驱动开关电路的输入信号。
相反的是，在本实施例中，电路结构是简单的，它允许通过使用带有变压器的压电元件的开关电路3和微型计算机5来实现更为简单的控制。就控制压电元件PZ和压电泵PZP的方法而言，在器件中配置了温度检测元件(图中未示出)，因此，可以根据来自温度检测元件的信息并用微型计算机5来灵活地控制气流量。用简单的开关电路构成开关电路3，微型计算机5根据检测到的温度来控制驱动电压Vd的负载比，并由此防止电路的复杂化。
在图8所示的结构中，存在空气进气孔100B被手挡住的可能性，这样，背压就会升高并会导致气流量或冷却效率下降。然而，即使在这样的情况下，也可能根据简单的控制并通过快速地控制负载比来改变驱动电压Vd的幅度，以便得到所想要的气流量。如果没有安置进气孔100B，就可能避免由于进气孔100B被手挡住而导致背压增加的危险。再则，不必要为了配置通气道而在外壳上安装大的通风管道，这样，就能将器件的外面保持在冷却状态下。就此而言，与需要大的通风管道的风扇式冷却装置相比，本实施例具有更大的优势。
熟悉工艺技术的人应当了解的是，根据设计要求和其它因素，只要在附后的权利要求及其等效条款规定的范围内，就可以进行各种修改、组合、次级组合和变更。