一种低损耗馈能式箝位电路及驱动控制方法 【技术领域】
本发明属于高频电力电子电路领域，尤其涉及是中大功率的高频电力电子装置。
背景技术
在高频电力电子电路中，为了降低高频功率管关断过程中产生的电压尖峰，通常需要采用缓冲电路或者箝位电路。常用的箝位电路有两种，有损耗无源RCD型箝位电路以及有源箝位电路。
有损耗无源RCD型箝位电路如附图1所示，但其存在的问题是：当被保护的功率管流过的电流越大，及其串联的等效分布电感越大时，为了更好的在被保护的功率管关断时对其产生的尖峰电压箝位，所需要的缓冲电容C值就越大，而为了维持箝位电路的R×C时间常数为一定值，放电电阻R就越小，导致放电电阻R的功率需求变大。这个问题使得在大功率场合，此类RCD箝位电路的电阻功率损耗过大，箝位电压也无法设置优化。
有源箝位电路通常由一个功率管串联一个缓冲电容后构成，如附图2所示，典型的应用是有源箝位正激电路。此类电路的优点是辅助功率管Q通常是零电压开通，缓冲电容C上的电压波动不大，被保护的功率管关断时转移至缓冲电容C上的能量又在辅助功率管Q的每个开关过程中被回馈到了电路其他部分。但是，此类电路的缺点是缓冲电容C每个开关周期的充放电电流都要经过辅助功率管Q或其内部的二极管D，造成了辅助功率管的通态损耗，而且辅助功率管的开关频率和主功率管的开关频率一致，这又增加了辅助功率管的驱动损耗及关断损耗。所以，传统的有源箝位电路尽管能回馈箝位能量，自身的损耗也不小。
【发明内容】
本发明的主要目的是提供一种低损耗馈能式箝位电路以及驱动控制方法。
本发明所述的电路是通过以下技术方案实现的(如附图3中301部分所示)。
本发明由箝位二极管[D2]、缓冲电容[C1]和含辅助功率管[Q2]的单开关直流变换器[302]组成，其中，箝位二极管[D2]的阳极接被保护功率管[Q1]的漏极，箝位二极管[D2]的阴极接缓冲电容[C1]的一端，缓冲电容[C1]的另一端和被保护主功率管[Q1]的源极相连，缓冲电容[C1]与含辅助功率管[Q2]的单开关直流变换器[302]的输入端连接，单开关直流变换器[302]的输出接电力电子装置的直流吸收环节Us。
本发明将缓冲电容[C1]的两端电压uc作为单开关直流变换器[302]的输入电压，单开关直流变换器[302]的输出接电力电子装置中的直流环节[Us]。辅助功率管[Q2]为单开关直流变换器[302]中的功率开关管。驱动电压ugs2用来驱动辅助功率管[Q2]的通断，驱动电压ugs1则用来驱动被保护功率管[Q1]的通断。
本发明所述的箝位电路驱动控制方法是通过以下步骤实现的(如附图4所示)：
1)开始，检测初始缓冲电容[C1]两端箝位电压uc；
2)判断箝位电压uc是否小于下限电压Uc_min；如果yes，则转到步骤3；如果no，则转到步骤5；
3)将辅助功率管Q2的驱动电压ugs2置零，即将Q2关断；
4)检测下一拍uc，再转到步骤2；
5)判断箝位电压uc是否大于上限电压Uc_max；如果no，则转到步骤6；如果yes，则转到步骤8；
6)将辅助功率管Q2的驱动电压ugs2置零，即将Q2关断；
7)检测下一拍uc，再转到步骤5；
8)将辅助功率管Q2的驱动电压ugs2与主功率管Q1的驱动电压ugs1同步，即使Q2与Q1同时导通和关断一个周期；
9)检测下一拍uc；
10)判断箝位电压uc是否小于下限电压Uc_min；如果no，则转到步骤8；如果yes，则转到步骤3；
所述的单开关直流变换器[302]可以是反激式变换器、正激式变换器或其它只含单个功率开关管的直流变换器。
所述的功率管[Q1]、[Q2]可以是功率Mosfet、IGBT及其他全控型开关器件。
所述的直流吸收环节Us可以是电力电子装置中各种可以吸收回馈地箝位能量的直流环节，如电池和大的电解电容等。
结合附图5和附图3解释本发明的实现原理。假设被保护功率管[Q1]导通时流过的电流为I，当被保护功率管[Q1]第一次关断时，等效分布电感Ls上的能量向缓冲电容[C1]和功率管寄生输出电容Cs上转移，导致电压uc上升至Uc(t0)，初始电压Uc(t0)符合公式：
12·(C1+Cs)·Uc(t0)2=12·LS·I2---(1)]]>
当被保护功率管[Q1]第二次导通后再关断时，分布电感Ls中的能量释放有两个阶段。第一个阶段是分布电感Ls能量向功率管寄生电容Cs中释放，导致寄生电容Cs上的电压上升至Uc(t0)；第二个阶段是箝位二极管[D2]导通后，剩余分布电感Ls能量继续向并联的寄生电容Cs和缓冲电容[C1]中释放，箝位电压上升至Uc(t1)，符合公式：
12·Cs·UC(t0)2+12·(C1+Cs)·(UC(t1)2-UC(t0)2)=12·LS·I2---(2)]]>
此后如果缓冲电容[C1]上的电压不被释放，其电压会在每次被保护功率管[Q1]关断时刻继续上升，其上升过程中Uc(tn)及可达到最大电压值Uc_lim符合下述公式：
12·Cs·UC(t(n-1))2+12·(C1+Cs)·(UC(tn)2-UC(t(n-1))2)=12·LS·I2---(3)]]>
12·Cs·UC_lim2=12·LS·I2---(4)]]>
由上述分析可见，当缓冲电容[C1]足够大时，箝位电压uc在每次被保护功率管[Q1]关断时刻的电压上升幅度很小。
设定的上限电压Uc_max小于可达到最大电压值Uc_lim，当缓冲电容[C1]上的电压uc上升至uc≥Uc_max时，单开关直流变换器中的辅助功率管[Q2]与被保护功率管[Q1]同步导通关断，缓冲电容[C1]中的电荷就通过单开关直流变换器释放给直流电源侧，箝位电压uc随之迅速下降。当uc下降至uc≤Uc_min时，辅助功率管[Q2]重新被关断，箝位电压uc又要开始逐步上升。因为单开关直流变换器只在很短的时间内工作，所以效率高损耗小，实现了缓冲电容[C1]中的能量以较小损耗回馈到直流电源Us侧的目的。
本发明一种低损耗馈能式箝位电路及其驱动控制方法相对于传统的RCD型箝位电路或有源箝位电路及其控制方法的优点是：用于缓冲电容能量回馈的单开关直流变换器被控制成间断性工作，降低了电路自身的损耗，增加了回馈的能量，提高了电路的效率。
本发明一方面可以将受保护功率管的关断电压有效箝位；另一方面可以将缓冲电容中的能量以较小的损耗回馈到电路的直流侧。本发明简单易行，可以作为一个模块设计在现有的各类相关高频电力电子装置中实现功率管箝位及箝位能量回馈的功能，提高高频电力电子装置的开关频率，降低电路损耗。
【附图说明】
附图1为传统的有损耗无源RCD型箝位电路。
附图2为传统的有源箝位电路。
附图3中所示的301为本发明所述电路。其中Q1为被保护功率管，Cs为Q1的寄生电容，D1为二极管，L1为电感，Ls为等效分布电感，D2为箝位二极管，C1为缓冲电容，302为单开关直流变换器。
附图4为本发明驱动控制方法流程图。
附图5为本发明的信号波形详细示意图。
附图6为一个采用了一种低损耗馈能式箝位电路及其驱动方法的升压电路实施例，其中虚线框601内为升压电路主电路，虚线框602内为升压电路控制电路，虚线框603内为箝位电路主电路，虚线框604内为箝位电路驱动控制方法电路。
附图7为附图6实施例的波形图。
【具体实施方式】
以下结合附图6的一个具体实施例对本发明做进一步的详细说明。仅用以说明而非限制本发明的技术方案。
本实施例参见图6，其为一个采用了本发明所述低损耗馈能式箝位电路的驱动控制方法的升压式充电装置原理框图。该电路原理框图包括升压电路主电路601、升压电路控制电路602、箝位电路主电路603及箝位电路驱动控制方法电路604。
升压电路主电路601实现将100VDC电压升压并给192VDC电池组充电功能，由输入电源Vin、电感L1、二极管D1、功率管Q1、检测电流电阻Rs、输出电容C2和192V电池组构成，图中的电感Ls是电路中的等效分布电感。其中，输入电源Vin正极接电感L1的一端，电感L1的另一端接二极管D1的阳极和分布电感Ls的一端。分布电感Ls的另一端接功率管Q1的漏极，功率管Q1的源极接检测电阻Rs的一端，检测电阻Rs的另一端接输入电源Vin的负极和参考地。二极管D1的阴极接电池组的正极和输出电容C2的正极，电池组的负极和电容C2的负极接参考地。功率管Q1的栅极接驱动电阻R1的一端。图中的电感L1值为0.5mH，主功率管Q1采用的功率Mosfet型号为SPW35N60C3，二极管D1型号为RURG3060，分布电感Ls用了一个1uH的电感代替。
升压电路控制电路602是一个对升压电路主电路601进行峰值电流控制的电路，由峰值电流控制芯片UC3845及其外围电路构成。其中，电压检测电阻R3一端接电池组的正极，R3的另一端接电压检测电阻R4。R4的另一端和R5的一端、电容C3的一端以及UC3845的vfb引脚相连。电阻R5的另一端接参考地。电容C3的另一端接UC3845的comp引脚。电容C5的一端接UC3845的vref引脚，另一端接地。电阻R6的一端接UC3845的vref引脚，另一端接UC3845的rct引脚。电容C6的一端接UC3845的rct引脚，另一端接参考地。电阻R7的一端接电流检测电阻Rs的检测端，另一端接滤波电容C7的一端和UC3845的cs脚。滤波电容C7的另一端接参考地。UC3845的output引脚同功率管Q1的驱动电阻R1以及辅助功率管Q2的驱动电阻R2相连。UC3845的gnd和pwgnd两个引脚都接参考地。UC3845的vcc和vc两个引脚接+13V电源。图中的R3、R4和R5构成输出电压Vout的反馈分压电阻；R6和C6构成100kHz的锯齿波震荡器；R7和C7构成了电流检测滤波电路；C3为控制补偿电容；UC3845的输出驱动脚output直接驱动主功率管Q1，同时也作为一个控制驱动信号输入到辅助功率管Q2的栅极。
馈能式箝位电路主电路603实现对功率管Q1的关断电压箝位，并将缓冲电容上的能量回馈至蓄电池组，由箝位二极管D2、缓冲电容C1、辅助功率管Q2、反激变压器TX1和续流二极管D3组成。其中，辅助功率管Q2、反激变压器TX1和续流二极管D3构成了传统的反激式直流变换器，即图3中的单开关直流变换器302包含的一种电路。箝位二极管D2的阳极接被保护功率管Q1的漏极，箝位二极管D2的阴极接电容C1的一端以及变压器TX1原边的异名端。变压器TX1原边同名端接辅助功率管Q2的漏极。主功率管Q1和辅助功率管Q2的源极以及缓冲电容C1的另一端与参考地相连。变压器TX1副边的同名端接续流二极管D3的阳极，续流二极管D3的阴极接蓄电池组的正极。变压器TX1副边的异名端接蓄电池组的负极和参考地。电路中箝位二极管型号为MUR860；缓冲电容为0.2uF；辅助功率管Q2型号为2SK2611；辅助变压器变比为1∶1，变压器原边电感Lp的值为100uH。
馈能箝位电路驱动控制方法电路604通过检测缓冲电容C1上的电压uc，控制辅助功率管Q2的开关来实现馈能式箝位电路的电压箝位和低损耗能量回馈的目的，由LM555及其外围电路构成。其中，电压反馈电阻R8的一端接电容C1的正极，另一端接电阻R9。电阻R9的另一端接LM555的thr和trig引脚，以及电阻R10。电阻R10的另一端接参考地。电容C8的一端接LM555的ctrl引脚，另一端接参考地。LM555的vcc和rst两个引脚接+5V电源。LM555的out引脚与电阻R11相连，电阻R11的另一端接三极管Q3的基极。三极管Q3的集电极同驱动电阻R2和辅助功率管Q2的栅极相连，三极管Q3的发射极接地。电路中的电阻R8、R9和R10构成的分压电路检测箝位电压uc并将其输入至LM555构成的迟滞比较器。当检测到箝位电压uc满足uc＜250V时，LM555的output引脚输出高电平，辅助三极管Q3导通，导致辅助功率管Q2被始终关断，箝位电压uc开始上升；直至uc增加至uc＞500V时刻，LM555的output引脚输出翻转成低电平，辅助三极管Q3关断，这时辅助功率管Q2的驱动信号来自于UC3845的output引脚，与主功率管Q1的驱动信号同步开通关断，箝位电压uc开始下降；当箝位电压uc下降到满足uc＜250V时，LM555的output引脚翻转输出高电平，辅助三极管Q3重新导通，导致辅助功率管Q2再被始终关断，箝位电压uc又开始上升。
附图7是附图6实施例的波形图，图中显示当箝位电压达到上限电压500V时，辅助功率管Q2的驱动电压ugs2才发生。而因为缓冲电容C1为0.2uF，变压器TX1原边电感Lp为100uH，两者1/4的谐振周期为7uS，而辅助功率管Q2一次导通时间约4.7uS，所以辅助功率管Q2仅仅导通一次，箝位电压就从500V下降到200V，低于250V的下限电压，之后辅助功率管Q2又被关断。整个箝位电压uc波动周期中，箝位电压从200V上升到500V的时间约4.3mS，之后辅助功率管仅仅导通一次，故电路中的反激电路部分单位时间内的开关频率很低，电路的损耗小而效率高。