本发明涉及对功率转换效率很高的PWM（脉冲宽度调制，下同）功率转换器如逆变器、转换器、正-逆（forward-reverse）功率转换器、有源滤波器等所做的改进，该功率转换器由桥式连接的多个开关元件构成，且通过一个PWM信号驱动。 众所周知，如果根据PWM信号驱动桥式连接的多个开关元件，那末就能构成功率转效率很高的PWM功率转换器，如逆变器、变换器、正-逆（forward-reverse）功率变换器及有源滤波器等等。
PWM功率转换器中所使用的开关元件包括速度较低的自截止型功率元件，如BPT（双极型晶体管）、GTO（门断开可控硅）等等。脉宽调制的调制频率的范围为500Hz至2KHz，PWM脉冲计数在几个脉冲至10～20个脉冲的范围内。换句话说，脉宽调制的调制频率可从500Hz上升至2KHz，而PWM脉冲计数可由几个至10～20个较长脉冲的组合而成。
然而，在由长脉冲系列组成的PWM波形中，为了保持功率转换器的输入或输出信号为正弦波，就必须使用一个采用LC谐振电路的滤波器，且该谐振电路须由大感抗的电感L和大容量的电容C来组成。
特别要指出的是，用于由10至20个长脉冲系列组成的PWM波形的有源滤波器只能工作在较低次谐滤上。这样，就产生了对能工作在较高次谐波上的有源滤波器的需要。
近来，高速功率开关元件如SIT（静态感应晶体管），SI可控硅管（静态感应可控硅管）等等已发展起来。由于这个原因，脉宽调制的调制频率可设置成几十KHz，PWM脉冲计数可由几百个短脉冲组合而成。
由于脉宽调制的调制频率得到了提高，因此，功率转换器的输入或输出信号可以是无失真的正弦波，有源滤波器就能够工作在较高次的谐波上。
但是，在高频PWM功率转换器中随着PWM调制频率的提高，下面的问题也就产生了。由于调制频率的提高，每个开关元件的开关损耗随之增加，导致功率转换效率下降。更准确地说，自截止型功率开关元件的开关时间和它的导通电压之间存在着一种折衷选择的关系，由于这个缘故，常规的高频PWM功率转换器中高速元件的使用是以牺牲能用来提高调制频率的开关元件导通电阻的指标为代价的。
结果，随着PWM功率转换器的调制频率的增加，由于所使用的开关元件的导通电阻较高的缘故功率转换率即随之变低。这样就得不到高的功率转换效率。换句话说，高速开关元件的使用能使转换损耗下降，但使导通损耗上升，从而使总的转换效率受到了限制。
半导体开关元件除了上面提到的BPT、GTO、SIT晶体管及SI可控硅等之外还包括MOS（金属氧化物半导体）管、IGBT等等。
为了防止与DC功率源串联连接的开关元件同时导通，一般在送入桥式连接的开关元件中的相邻的高频PWM信号之间设置一个空载时间。由于这个空载时间的缘故，PWM信号的脉宽下降率（即脉冲宽度变窄）比PWM信号由一串长脉冲系列组成时更加严重影响了输出信号的波形。这样，输出信号波形相对于输入信号波形而言的保真度也就受到了损害。
当使用其调制频率已被提高的高频PWM信号时，在输出信号波形的波峰区及过零区常会发生脉冲丢失。这样，在输出信号波形的波峰区和过零区内输入信号的波形相对于输入信号波形的保真度也将恶化。
本发明是在考虑了上述情况之后做出的，本发明的第一个目的是提供一种能以低损耗、高效率进行功率转换（由于开关元件产生的所有损耗均被减小的缘故）的PWM功率转换器。
本发明的第二个目的是提供一种能消除由于空载时间使得高频PWM信号的脉宽减小而引起的对输出信号波形的不利影响、并能得到相对于输入信号波形而言具有高保真度的输出信号波形的PWM功率转换器。
本发明的第三个目的是提供一种能防止因使用高频PWM信号引起的输入信号波形在波形区域和过零区域中的脉冲丢失，并能在波峰区域和过零区域中维持输入信号波形相对于输入信号波形的保真度的PWM功率转换器。
根据本发明的一个方面所构成的PWM功率转换器包括：
·桥式连接的多个的半导体开关元件，
·用于产生分别用来开关上述的多个半导体开关元件的PWM信号的PWM信号发生装置，
·其中上述的多个半导体开关元件中以低速开关的元件使用一种具有低导通电压、导通损耗较小的结构的第一开关元件，而以高速开关的其余的半导体开关元件则采用一种具有低转换损耗、适宜高速转换的第二开关元件。
根据本发明的另一方面所构成的PWM功率转换器包括：
·桥式连接的多个半导体开关元件，
·用于比较一个正弦波和一个调制波的电平从而产生分别用于开关上述的多个半导体开关元件的PWM信号的PWM信号发生装置，
·空载时间设置装置，该装置在上述的PWM信号发生装置产生的每个PWM信号中加入一个空载时间，从而使与功率源串联的上述的多个半导体开关元件不会同时导通，
电平调整装置，该装置给正弦波和调制波提供一个直流电平差。
根据本发明另外一个方面构成的PWM功率转换器包括：
·桥式连接的多个半导体开关元件，
·用于比较一个正弦波和一个调制波的电平、并产生分别开关上述的多个半导体开关元件的PWM信号的PWM信号发生装置，
·空载时间设定装置，该装置给上述的PWM信号发生装置产生的每个PWM信号设置一个空载时间，从而使与功率源串联的上述的多个半导体开关元件不会同时导通，
·其中上述的开关元件工作在这样的一个范围内，即由调制深度和调制频率确定的PWM信号的最小脉宽不减少至由开关元件的导通时间，截止时间和空载时间决定的最小脉宽之下。
图1是作为本发明的PWM功率转换器的一个实施例的一个单相直流-交流逆变器的方框图。
图2是产生送至图1中的逆变器中的PWM信号的驱动器方框图。
图3A-3H是用来解释逆变器和驱动器工作情况的时序图。
图4是一个SI可控硅和一个IGBT的导通电压-截止时间关系图。
图5A-5F是显示出SI可控硅管的正极结构的侧面截面图。
图6示出了只用一只BPT。只用一只SIT和使用BPT和SIT的组合作为转换器中的一个开关元件时的功率转换效率。
图7示出了高、低速开关元件结合使用时功率转换损耗的下降。
图8示出了SIT和BPT的导通电压及其函数导通电流之间的关系。
图9A、9B和10A、10B是解释空载时间的时序图。
图11是解释空载时间所引起的一个问题及其校正方法的时序图。
图12示出了一个受空载时间影响的输出信号以及一个空载时间的影响已被消除的输出信号，
图13示出了调制频率增加时由空载时间引起的输入信号中波形失真率。
图14示出了一个用于消除空载时间影响的电路方框图。
图15是SIT的一个元件结构的侧面截面图。
图16示出了一个由SIT组成的单相直流-交流逆变器。
图17A-17C和18A及18B是用于解释由调制深度和三角波脉冲频率确定的“开”脉冲和“关”脉冲的最小脉冲宽度的时序图。
图19A-19B。分别是解释开关元件中设定的“开”脉冲和“关”脉冲的最小脉冲宽度的电路图和时序图。
图20在三角波脉冲频率和调制深度之间的关系图中示出了脉冲丢失区域和脉冲不丢失区域。
下面结合附图描述本发明的一个实施例。图1示出了一个作为PWM功率转换器的单相直流-交流逆变器。更具体地说，参考数字11-14表示桥式连接的四个半导体开关元件，它们的开关根据分别送至控制端11a和14a的PWM信号来控制。恒压源15接在开关元件11和13之间的结点及开关元以12和14之间的结点之间，这样，直流电压E加至这些元件，开关元件11和12之间的结点及开关元件13和14之间的结点分别通过LPF（低通滤波器）16连接至输出端17和输出端18。输出的交流电压e0可以从输出端17和18之间得到。
图2示出了产生送至控制端11a和14a的PWM信号的驱动器。更具体地说，参考数字19为一个正弦波发生器，其输出正弦波的频率能在30Hz至400Hz的范围内变化。正弦波发生器19所产生的正弦波输入信号由全波整流器20进行绝对值变换，得到的波形如图3A中的波形a所示，这个得到的信号输入至电平比较器21的一个输入端。电平比较器21的另一个输入端接收如图3A中的波形b表示的三角波，该三角波脉波是三角波脉冲发生器22的输出信号。三角波脉冲发生器22能使所产生的三角波脉冲的频率在10KHz至300KHz的范围内变化。
电平比较器21把经绝对值变换的正弦波信号的电平和三角波脉冲的电平加以比较，产生这样一个PWM信号，即正弦波信号的电平比三角波脉冲电平要高时，PWM信号为“H”（高）;当正弦波信号的电平比三角波脉冲电平要低时，该PWM信号即为“L”（低），该信号如图3B所示。
正弦波发生器19的输出正弦波信号还送至方波发生器23。方波发生器23产生一个低速的电桥切换信号，该信号在正弦波信号为正时为“L”，在正弦波信号为负时为“H”，如图3C所示。这个低速电桥切换信号送至控制端11a。
方波发生器23的低速电桥切换信号径由“非”电路24倒相，又产生一个如图3D所示的低速电桥切换信号，这个信号送至控制端12a。从方波发生器23和“非”电路24来的低速电桥切换信号还分别送至空载时间设置电路25。
空载时间设置电路25在两个低速电桥切换信号之间加入一个预定的空载时间，并把它们通过驱动电路26分别送至控制端11a和12a，这样做为的是防止开关元件11和12同时导通而将恒压源15的两端短路。开关元件11和12在低速电桥断换信号为“H”电平时导通，在该信号为“L”电平时截止。
电平比较器21的PWM输出信号送至开关电路27。开关电路27根据方波发生器23和“非”电路24送来的低速电桥切换信号对比较器21送来的PWM信号加以倒相，并把这样形成的二个PWM信号（如图3E和3F所示）送至控制端13a和14a。
开关电路27输出的PWM信号送至空载时间设置电路28。电路28给PWM信号加入一个预定的空载信号，为的是不使开关元件13和14同时处于导通状态;然后把得到信号通过驱动电路26分别送至控制端13a和14a。在这里，开关元件13和14也根据PWM信号的H/L电平被控制成处于导通/截止状态。
开关元件11至14受到图3C、3D所示的电桥切换信号和图3E和3F所示的PWM信号的控制，结果使得一个如图3G所示的PWM信号出现在开关元件11和12之间的结点和开关元件13和14之间的结点之间。这在输出电平的绝对值等于恒压源15的输入出电压E。
图3G所示的输出信号被送至低通滤波器16，并对它的电平进行平均。结果，在输出端17和18之间能得出如图3H所示的交流电压e0，这样，就实现了DC-AC转换。
可用作开关元件11至14的半导体开关元件包括BPT、GTO、SIT、SI可控硅，MOS晶体管，IGBT等等。下面以具体数据为基础解释各种开关元件的特性。
当工作在20KHz至100KHz这一范围内时，适宜高频应用的1200V-300A类SI可控硅的导通电压高达3至5V，而导通时的尾随脉冲电流和后沿时间都能减小，截止时间所减小至1.5us甚至更小。
如果采用寿命控制如铂、金、电子束照射，质子照射等措施，这些数据就能达到。如不采用寿命控制措施，那么，导通电压在300A时可降压1.5V甚至更小，截止时间则可达15us至20us（10%至90%）。
特别是如果1200V-300ASI可控硅的高速工作采用寿命控制措施来实现的话，那么，导通电压将上升。但是，如不采用寿命控制措施，那么SI可控硅可以是一个导通电压很低的元件。
图4示出了具有不同的正极结构的几个元件的导通电压Von与截止时间（10%和90%）之间的折衷关系的测量结果。图中，由○、△、□，●、▲、■表示的点分别对应于其正极结构分别如图5A至5F所示的SI可控硅。
从图4中可以很清楚地看出，导通电压Von和截止时间toff之间的折衷关系很大程度上取决于SI可控硅的正极结构的差别。更准确地说，SI可控硅既适宜于作为低速、低导通电压元件，又适宜于作为高速元件，这完全取决于元件的设计。
图4中还示出了1200V、1700V和1800VIGBT的导通电压Von和截止时间toff之间的折衷关系。
把MOS晶体管和BPT晶体管加以比较可知，MOS晶体管适合作高速元件，BPT晶体管适合作低速、低导通电压器件，把常通型SIT和BPT加以比较可知，SIT适合作高速元件，而BPT适合作低速、低导通电压元件。此外，常断型SIT还适合于作低导通电压元件。换句话说，常断型SIT比BPT要求的导通电压更低，能进行高速操作。
根据图4把1200V元件中的SI可控硅和IGBT加以比较可知，没有寿命控制时SI可控硅所具有的由导通电压Von和截止时间toff之间折衷关系比IGBT的折衷关系更为优异。此外，把用于高功率应用的SI可控硅和GTO加以比较可知，SI可控硅适合于作高速元件，GTO适合于作低速元件。
这样，根据元件特性把具备折衷关系的半导体开关元件使用在合适的场合，就能提高PWM功率转换器的总效率。
在本实施例中，图1所示构成直流-交流逆变器的4个开关元件11至14中根据正弦波信号进行低速操作的开关元件11和12中包含了BPT，而根据三角波脉冲信号进行高速操作的开关元件13和14中包含了SIT。
在本实施例中使用的BPT都具有正向电压降（即20A时导通电压为0.28V），及长达12us-14us的截止时间。所用的SIT具有很高的工作速度（无存贮时间，导通时间250ns，截止时间300ns）及较高的正向电压降，10A时在2.3V（栅-源电压为0.7V）。
图6示出了开关元件11和12用BPT、13和14和SIT以及全部开关元件11至14都用BPT及SIT时DC-AC功率转换效率η的测试结果。图6中的功率转换效率被画成交流输出功率P0的函数。
在图6中，标有“只用BPT”的曲线表示了所有开关元件11至14都用了BPT的逆变器的特性;标有“只用SIT”的曲线表示了所有开关元件11-14都用了SIT的逆变器的特性;而标有“SIT和BPT结合”的曲线表示了开关元件11和12用BPT开关元件13和14用SIT的逆变器的特性。在每种情况下，三角波脉冲的频率均为25KHz，输出正弦波的频率f0均为50Hz调制深度m均为0.80。
从图6中可以看出，把BPT用作低速，低导通电压元件及把SIT用作具有比BPT高的导通电压但适合高速操作的元件这种用法能提供最佳的特性。
换句话说，进行低速操作、由开关元件11和12构成的低速臂最好用低速、低导通电压元件;而进行高速操作、由开关元件13和14构成的高速臂最好由高速元件来构成。
这就是说，参照导通电压Von和截止时间toff之间的折衷关系总能找到一种开关元件的特定组合，这种组合取决于开关元件的选择，能使功率转换并损耗降至最低点。
更准确地说，输出效率为50Hz且三角波脉冲频率在25KHz时高频PWM功率转换法中的功率转换损耗是根据高速臂中的开关元件的开关时间和各开关元件的导通电阻与低速臂中的开关元件相结合算出的，具体算法是分别把低速臂中的开关元件的开关时间tsw×5、高速臂中的开关元件的导通电阻×1/2后，或分别×10和×1/5，×50和×1/10，×100和×1/20，及×200和×1/100之后综合而成。
低速开关元件的开关次数与高速开关元件的开关次数之比是1∶250。低速开关元件的开关时间增加时将会引起开关损耗与上述的开关时间成正比例变化，图7中的特性曲线a示出相对于参考值1的这种正比例变化。
就开关元件11至14构成的桥式电路的导通电阻而言，低速开关元件的导通电阻的下降会引起导通损耗的变化，即导通损耗下降，这是由于低、高速开关元件的串联电阻的缘故，图7中的特性曲线b示出了导通损耗相对于参考值1的变化。
在如上所述的开关时间×5和导通电阻×1/2后以及分别×10和×1/5;×50和×1/50;×200和×1/100以后的综合结果中，损耗的变化相对参考值1在开关时间×10、导通电阻×1/5后的综合结果和开关时间×50、导通电阻×1/10后的综合结果之间有一最小损耗区（约23%），如图7中的特性曲线C所示。
就一个PWM逆变器而言，三角波脉冲频率f0、调制深度m、由导通时间Ton决定的作为开关元件的开关速度的最小脉冲宽度Tp、截止时间toff和空载时间td之间有下列关系式：
fc＝（1-m）/2Tp……（1）
Tp＝toff+td+ton+toff+td+ton
+……（2）
由等式（1）确定的三角波脉冲率确定了最大工作频率fmax。
在PWM逆变器中，以三角波脉冲频率fc执行高速操作的开关元件和根据一个正弦信号执行低速操作的开关元件被结合起起加以使用，由于这个原因，且因为等式1所确定的最大工作频率必须提高因此执行高速操作的开关元件最好选用能执行高速操作、导通电压最好低些的开关元件。与此同时，执行低速操作的开关元件的导通电压最好低些。
图8.以导通电压的函数的形式示出了PWM转换器SIT和BPT的导通电流特性。图8中的测量结果是在SIT的栅电流IG为0.1A、基极电流为0.3A时测到的。SIT具有的高速开关性能比BPT高出10倍甚至更多。但在导通电流为11A时SIT的导通电压2.61V，要比BPT高出很多。另一方面，导通电流为1A时BPT的导通电压只有0.192V，比SIT的导通电压要低。
上面的描述示范性地说明了把SIT和BPT结合使用的高频逆变器。但本发明不仅限于此，如同样可把高、低速SI可控硅管结合使用，在某些情况下，还可把SI可控硅管用作具有低导通电压特性的器件，把SIT和MOS晶体管用作高速元件。
GTO和SI可控硅、IGBT和MOS晶体管、IGBT和SIT都可以构成开关元件组合。如果开关元件的开关时间和导通电阻不同，那么选用同一类型开关元件能提高总的功率转换效率。
上面曾经提到，送至开关元件11和12中的低速电桥切换信号中加入了一个空载时间，为的是防止开关元件11和12同时导通。更准确地说，假定图9A和9B所示的低速电桥切换信号分别加至开关元件11和12，低速电桥切换信号为“高”电平时开关元件导通，这样，设置了约300ns的空载时间td之后，这两个低速电桥切换信号就不会同时到达“高”电平了。
图10A和10B中所示的PWM信号分别送至开关元件13和14。如果PWM为“高”电平时开关元件13和14导通的话，那么，设置约300ns的空载时间使这两个PWM信号不会同时到达“高”电平之后就能防止恒压源两端短路。
假定如图11中波形a表示的正弦波信号被波形b表示的三角波脉冲所脉宽调制。如果波形a表示的正弦波与波形b所表示的三角波脉冲的正交点分别给定为T1和T2，那么，图11B中所示的PWM信号从交点T1至交点T2的脉宽t1（＝T2-T1）与图11A中波形a所表示的正弦波信号的幅度电平成正比。
但是当图11B所示PWM信号通过空载时间设置电路28时，脉冲宽度被减短一个空载时间（也就是说脉宽变窄了），由于这个原因，图11C所示的送至开关元件的PWM信号的脉宽t2＝t1-td
如图12中虚线所示，输出AC信号e0的波形引起一个电平幅度下降，“O”幅度电平区域出现在零交叉点的前后，导致了严重的波形失真。
图13表示相对于三角波脉冲频率即调制频率，输出AC信号eo波形失真率的测量结果。由图13中特性曲线a可清楚地看出，若正弦波信号频率为50Hz，当三角波脉冲频率超过50KHz时，由于脉宽减小（脉宽）而引起的输出AC信号eo波形失真将有所增加。
在本实施例中，如图14所示，DC偏压Vb由加法器29加到全波整流器20的经绝对值转换正弦波信号输出，从而移动正弦波信号的电平。获得的正弦波信号送入电平比较器21。
由于这种结构，正弦波信号相对于三角波脉冲偏离了图11A中波形C所示的位置。如果波形C所表示的正弦波信号与三角波脉冲之间的交点定为T3和T4，如图11D所示PWM信号就是有交点T3和T4的脉宽t3（＝T4-T3）。即：
t3＝t1+△tb
图11D所示PWM信号通过空载时间设定电速28，其脉宽减少了空载时间td。因此，实际加到开关元件上的PWM信号具有如图11E所示的脉宽t4（＝t3-td）。
由式t3＝t1+△tb
t4＝t3-td
可导出
t4＝t1+△tb-td
由此，若DC偏压Vb的确定使tb等于空载时间td，由于△td＝td，所以t4＝t1。因此，就可获得它因空载时间td而变小的脉宽被校正且具有正确的脉宽的PWM信号。
因此，如图12中实线所示，输出AC信号eo没有大的变形，可得到正弦波形。从表示输出AC信号eo相对于三角波脉冲频率的波形失真率的图13中的特性曲线b可看出，若正弦波信号频率是50Hz，即使三角波脉冲频率升至200KHz左右，也观察不到因脉宽减小所引起的输出AC信号e0波形失真的增加。
在本实施例中，DC偏压Vb与正弦波相加。但本发明并不局限于此。例如，不同电平的DC偏压可以分别加到正弦波信号和三角波脉冲信号上或从其中减去，这样在正弦波信号和三角波脉冲之间提供一个相关的DC压差。
上述SIT具有一个极短基区极短沟道的结构。图15表示了一个N沟道SIT元件结构。具体地说，当反压加在栅极G时，耗尽层扩展到沟道的中间线l，导致关断状态，如果零电压或低的正电压加在栅极G上，沟道则打开使元件导通。
SIT由于其短沟道结构，在栅极G源极S之间的单位区域上具有小电容Cg，并具有很小的源极体电阻RSC]]>这样由于栅极时间常数CgRs可以定得很小，所以SIT最适于高速开关工作。
图16是使用SIT的单相DC-AC逆变器电路图。LPF16由线圈L1和L2及电容易C1构成。电容器C2与恒压源15并联。
若设定图17A中波形a表示的正弦波形信号是由波形b所表示的三角波脉冲信号进行脉宽调制的，图17B中表示的输出信号如上所述就出现在开关元件11和12间的节点和开关元件13和14间的节点上，图12C表示的输出AC信号eo可从LPF16获得。
在这种情况下，使开关元件13和14导通的脉冲Pon（以下均称为ON脉冲）。具有最小的脉宽ON脉冲Pon并出现在输出AC信号to的过零点附近。关断开关元件13和14的脉冲（以下称OFF脉冲）并具有最小脉宽的DFF脉冲Poff出现在输出AC信号lo的最高波峰附近。
如图18A所示，正弦波信号最大电平Vs的绝对值与三角波脉冲信号最大电平Vc的绝对值之比（｜Vs/Vc）｜）定为调制深度m，三角波脉冲周期定Tc。此时，ON脉冲Pon和OFF脉冲PoH的最小脉宽Tp表示为：
Tp＝（1-m）Tc/2
图19A简明地表示了开关元件13和14，图19B表示了作用于开关元件13和14的PWM信号。由导通区返回到导通区的OFF脉冲PoH的最小脉宽和由关断区返回到关断区的ON脉冲Pon的最小脉宽由开关元件13和14的导通时间ton和关断时间toff表示。考虑到开关元件13和14发生ON/OFF状态变化时的空载时间tb，ON脉冲Pon和Dff脉冲Poff所需最小脉宽tp有下式给出：
tp＝toff+td+ton+toff+td+ton
其中PWM信号的平坦部分30长度设为零。
因此，如果由调制深度m和三角波脉冲信号周期Tc所定义的ON、OFF脉冲Pon和Poff的最小脉宽Tp与开关元件13、14之间定义的ON、OFF脉冲Pon和Poff的最小脉宽Tp之间的关系为：
Tp＜tp
那么，就会发生丢失脉冲，输出AC信号eo相对于输入信号的保真度在过零点和峰值处变坏。
防止丢失脉冲的条件为
Tp≥tp
不丢失脉冲的严格条件为
Tp＝tp
因此，不发生丢失脉冲的严格调制深度m与三角波脉冲频率fc之间的关系按照开关元件13、14之间定义的所需最小脉宽tp而定为如下：
fc＝（1-m）/2tp
当SIT用作开关元件时所需最小脉宽tp为：
tp＝300+300+250+300+300+250
＝1，700（ns）
图20表示基于调制深度m和三角波脉冲频率fc之关系，对丢失脉冲区A和无脉冲丢失的稳定工作区B的测量结果。此情况中，如果在调制深度M定0.8且三角波脉冲频率fc变化时观察到输出电压ON和OFF脉冲的丢失，那么ON/OFF脉冲丢失是从58KHz开始，它对应于发生脉冲丢失的fc频率并由上式算出。
因此，当依据三角波脉频率fc的增加而选择了无脉冲丢失的稳定工作区时，开关元件的导通时间ton、关断时间toff和空载时间td就确定了。其后，严格的调制深度M与无脉冲丢失的三角波脉冲频率fc之间的关系也确定了。因此，在过零点和最大值处输出AC信号eo相对于输入信号的保真度可以不遭破坏。
本发明可应用于单相和多相AC-DC变换器、正向/反向变换器、有源滤波器、和其它类似装置以及单相DC-AC逆变器。