直流偏移校正电路及方法.pdf

一种用以校正讯号处理单元输出讯号中直流偏移部份的电路及方法。此直流偏移校正电路包括1位量化器、控制逻辑单元及数字模拟转换器。其中，1位量化器耦接至讯号处理单元的输出端，用以接收并检测输出讯号中的直流偏移部份，以获得量化信息。控制逻辑单元耦接至1位量化器，用以依序设定一补偿值的多个位其中之一，并根据量化信息更新所设定的位。数字模拟转换器则耦接至控制逻辑单元，用以根据补偿值，补偿讯号处理单元的输出讯号中的直流偏移部份。

1.  一种直流偏移校正电路，用以校正讯号处理单元输出的输出讯号中的直流偏移部份，该直流偏移校正电路包括：
1位量化器，耦接至该讯号处理单元的输出端，用以接收并检测该输出讯号中的该直流偏移部份，获得量化信息；
控制逻辑单元，耦接至该1位量化器，用以依序设定补偿值的多个位其中之一，并根据该量化信息更新所设定的该位；以及
数字模拟转换器，耦接至该控制逻辑单元，用以根据该补偿值，补偿该讯号处理单元的该输出讯号中的该直流偏移部份。

2.  如权利要求1所述的直流偏移校正电路，其中该补偿值包括M位，其中M为正整数，而该控制逻辑单元包括由该补偿值的最高有效位开始，逐位进行设定及更新，直到该补偿值的最低有效位设定并更新完毕为止。

3.  如权利要求1所述的直流偏移校正电路，其中该讯号处理单元包括N级讯号处理电路，其中N为正整数。

4.  如权利要求3所述的直流偏移校正电路，还包括：
N个开关，各所述开关配置于各所述讯号处理电路与该直流偏移校正电路之间，用以在所述讯号处理电路间切换，以进行直流偏移校正。

5.  如权利要求4所述的直流偏移校正电路，其中在对所述讯号处理电路其中之一或其组合进行直流偏移校正时，包括开启各所述讯号处理电路对应的该开关，并关闭其余所述开关，以进行直流偏移校正。

6.  如权利要求4所述的直流偏移校正电路，还包括：
N个数字模拟转换器，耦接至该控制逻辑单元，用以根据该补偿值，补偿目前切换的该讯号处理电路的该输出讯号中的该直流偏移部份。

7.  如权利要求1所述的直流偏移校正电路，其中该数字模拟转换器包括耦接至该讯号处理单元的控制端，用以控制该讯号处理单元补偿该输出讯号中的该直流偏移部份。

8.  如权利要求1所述的直流偏移校正电路，其中该1位量化器包括比较器，而其输出的该量化信息包括一逻辑高及一逻辑低其中之一。

9.  如权利要求1所述的直流偏移校正电路，其中该控制逻辑单元包括采用二分搜寻法的架构。

10.  如权利要求9所述的直流偏移校正电路，其中该控制逻辑单元包括逐次逼近寄存器。

11.  一种直流偏移校正方法，适于校正讯号处理单元输出的输出讯号中的直流偏移部份，该方法包括下列步骤：
依序设定补偿值的多个位其中之一；
根据该补偿值，补偿该讯号处理单元的该输出讯号中的该直流偏移部份；
检测该输出讯号中的该直流偏移部份，并将该直流偏移部份量化为量化信息；以及
根据该量化信息更新所设定的该补偿值的该位。

12.  如权利要求11所述的直流偏移校正方法，其中该补偿值包括M位，M为正整数，而依序设定该补偿值的所述位其中之一的步骤包括：
由该补偿值的最高有效位开始，逐位进行设定，直到该补偿值的最低有效位设定并更新完毕为止。

13.  如权利要求11所述的直流偏移校正方法，其中该讯号处理单元包括N级讯号处理电路，其中N为正整数，而该直流偏移校正方法还包括：
切换所述讯号处理电路；以及
重复上述步骤，针对各所述讯号处理电路进行直流偏移校正，直到所有讯号处理电路均校正完毕为止。

14.  如权利要求13所述的直流偏移校正方法，其中切换所述讯号处理电路的步骤包括：
逐一切换所述讯号处理电路，以针对个别的该讯号处理电路进行直流偏移校正。

15.  如权利要求13所述的直流偏移校正方法，其中切换所述讯号处理电路的步骤包括：
切换至多个讯号处理电路，以针对所述讯号处理电路整体进行直流偏移校正，其中所述讯号处理电路之间是串联连接。

16.  如权利要求11所述的直流偏移校正方法，其中该量化信息包括第一值及第二值，而根据该量化信息更新所设定的该补偿值的该位的步骤包括：
在该量化信息为该第一值时，更新所设定的该补偿值的该位；以及
在该量化信息为该第二值时，维持原先设定的该补偿值的该位。

直流偏移校正电路及方法
技术领域
本发明涉及一种直流偏移校正电路及方法。
背景技术
近几年无线通讯产品非常流行，而这些产品多半要求微小化与多模的设计。对于这类的要求，将产品的射频(Radio Frequency，RF)部分采用以直接转换(direct conversion)系统或低中频(low IntermediateFrequency，low IF)系统取代传统的超差(Superheterodyne)系统已成为目前的趋势。直接转换系统之所以被广泛地使用，是因为不需要经过中频(Intermediate Frequency，IF)讯号处理，而是直接把RF讯号转换成基频(baseband)讯号。由于省略了IF讯号处理这部份，直接转换系统的复杂度将会比超外差系统简单的多，而且对于芯片的设计来说，其面积可以缩小且可以采用多模设计。
在直接转换系统的接收机中，最基本的直流偏移是由本地震荡器与输入讯号自混频(self-mixing)而产生，而直流偏移量则是根据本地震荡器与输入讯号的能量与频率来决定，另一个原因是工艺中混频器负载的不匹配。其它导致直流偏移的原因是起于放大器与滤波器组件工艺时的不匹配，其直流偏移变化量会随着滤波器的截止频率与增益放大器的增益值变化。
早期的电路会在讯号路径中放置高通滤波器(High pass Filter，HPF)以去除讯号路径上的直流偏移。图1是依照美国专利US6968172 B2所绘示的直流偏移校正电路，由图1可知，虽然采用高通滤波器110及130的架构可去除放大器120的讯号路径上的直流偏移部份，但是近低频的讯号也会被滤除。
图2是依照美国专利US6968172 B2所绘示的广泛被使用来补偿直流偏移的电路。请参照图2，此电路是将放大器210输出讯号的直流偏移经由比较器220及低通滤波器230负反馈到放大器210以补偿其输出讯号的直流偏移。其实此电路可看成一个高通滤波器(HPF)电路，也就是说，对于低频讯号而言，当其经过此电路时才会被滤除，而且讯号要经过反馈，其直流偏移才会被补偿，此做法将使得电路对讯号的反应速率比较慢。
图3是依照美国专利US6968172 B2所绘示的已知直流偏移校正的电路架构。请参照图3，此为目前用在直接转换通讯系统上常见的直流偏移补偿方式的一，此电路同样使用比较器320来检测直流偏移量，再使用模拟数字转换器(Analog to Digital Converter，ADC)330把直流偏移量转换成数字讯号，而将数据送到数字讯号处理器(Digital Signal Processor，DSP)340做运算处理，DSP处理完之后就会知道直流偏移量是多少，而再经由数字模拟数字转换器(Digital to Analog Converter，DAC)350来补偿放大器310的直流偏移量。
发明内容
有鉴于此，依据本发明的范例提供一种直流偏移校正电路，采用以1位量化器结合控制逻辑单元的逐次逼近架构来求取直流偏移的补偿值，可缩小直流偏移校正电路的面积。
本发明的范例提供一种直流偏移校正方法，藉由二分搜寻的方式逐次逼近直流偏移的补偿值，以快速取得用以校正直流偏移的正确值。
本发明提出一种直流偏移校正电路，用以校正讯号处理单元输出的输出讯号中的直流偏移部份，此直流偏移校正电路包括1位(1-bit)量化器、控制逻辑单元及数字模拟转换器。其中，1位量化器耦接至讯号处理单元的输出端，用以接收并检测输出讯号中的直流偏移部份，以获得量化信息。控制逻辑单元耦接至1位量化器，用以依序设定一补偿值的多个位其中之一，并根据量化信息更新所设定的位。数字模拟转换器则耦接至控制逻辑单元，用以根据补偿值，补偿讯号处理单元的输出讯号中的直流偏移部份。
在本发明的一实施例中，上述的补偿值包括M位，其中M为正整数，而控级逻辑单元则包括由补偿值的最高有效位(Most Significant Bit，MSB)开始，逐位进行设定及更新，直到补偿值的最低有效位(LeastSignificant Bit，LSB)设定并更新完毕为止。
在本发明的一实施例中，上述的讯号处理单元包括N级讯号处理电路，其中N为正整数，而上述的直流偏移校正电路还包括N个开关，其中各个开关配置于各个讯号处理电路与直流偏移校正电路之间，用以在这些讯号处理电路间切换，以进行直流偏移校正。
在本发明的一实施例中，在对这些讯号处理电路其中之一或其组合进行直流偏移校正时，包括开启各个讯号处理电路对应的开关，并关闭其余开关，以进行直流偏移校正。
在本发明的一实施例中，上述的讯号处理单元还包括N个数字模拟转换器，耦接至控制逻辑单元，用以根据补偿值，补偿目前切换的讯号处理电路的输出讯号中的直流偏移部份。
在本发明的一实施例中，上述的数字模拟转换器包括耦接至讯号处理单元的控制端，用以控制讯号处理单元补偿输出讯号中的直流偏移部份。
在本发明的一实施例中，上述的1位量化器包括比较器(Comparator)，而其输出的量化信息包括逻辑高及逻辑低其中之一。
在本发明的一实施例中，上述的控制逻辑单元包括采用二分搜寻法的架构，例如逐次逼近寄存器(Successing Approximation Register，SAR)。
本发明的范例提出一种直流偏移校正方法，适于校正讯号处理单元输出的输出讯号中的直流偏移部份，此方法先依序设定一补偿值的多个位其中之一，接着根据此补偿值，补偿讯号处理单元的输出讯号中的直流偏移部份，然后再检测其输出讯号中的直流偏移部份，并将此直流偏移部份量化为一量化信息。最后则根据此量化信息更新所设定的补偿值的位。
在本发明的一实施例中，上述的补偿值包括M位，M为正整数，而上述依序设定补偿值的所述位其中之一的步骤包括由补偿值的最高有效位开始，逐位进行设定，直到补偿值的最低有效位设定并更新完毕为止。
在本发明的一实施例中，上述的讯号处理单元包括N级讯号处理电路，其中N为正整数，而上述的直流偏移校正方法还包括在这些讯号处理电路切换，并重复上述步骤，以针对各个讯号处理电路进行直流偏移校正，直到所有讯号处理电路均校正完毕为止。
在本发明的一实施例中，上述切换讯号处理电路的步骤包括逐一切换讯号处理电路，以针对个别的讯号处理电路进行直流偏移校正。另一方面，则包括切换至多个讯号处理电路，以针对这些讯号处理电路整体进行直流偏移校正，其中这些讯号处理电路之间是串联连接。
在本发明的一实施例中，上述的量化信息包括第一值及第二值，而根据量化信息更新所设定的补偿值的位的步骤包括在量化信息为第一值时，更新所设定的补偿值的位，而在量化信息为第二值时，维持原先设定的补偿值的位。
本发明因采用二分搜寻及逐次逼近的方式求取直流偏移的补偿值，可确保电路不会有不收敛的问题，而采用1位量化器量化输出讯号中直流偏移部份的方式则可缩减电路面积，而降低电路的复杂度。
为使本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并结合附图详细说明如下。
附图说明
图1示出了已知直流偏移校正电路的架构。
图2示出了已知直流偏移校正电路的架构。
图3示出了已知直流偏移校正电路的架构。
图4是依照本发明一实施例所绘示的直流偏移校正的电路图。
图5是依照本发明一实施例所绘示的直流偏移校正方法的流程图。
图6是依照本发明另一实施例所绘示的直流偏移校正的电路图。
图7是依照本发明另一实施例所绘示的直流偏移校正方法的流程图。
图8是依照本发明一实施例所绘示的直流偏移校正方法的范例。
附图符号说明
110、130：高通滤波器
120、210、310：放大器
220、320：比较器
230：低通滤波器
330：模拟数字转换器
340：数字讯号处理器
350：数字模拟数字转换器
400、600：直流偏移校正电路
410、610：讯号处理单元
420、620：1位量化器
430、630：控制逻辑单元
440：数字模拟转换器
640：数字模拟转换单元
S510～S560：本发明一实施例的直流偏移校正方法的各步骤
S710～S780：本发明另一实施例的直流偏移校正方法的各步骤
具体实施方式
传统直流偏移校正电路采用多位的模拟数字转换器检测输出讯号中的直流偏移部份，以更新直流偏移的补偿值。本发明的直流偏移校正电路与方法则改以逐步逼近的方式，一次仅求取补偿值的一位，而当补偿值的所有位(例如8位)皆设定并更新完毕时，即求得直流偏移补偿的正确值。为了使本发明之内容更为明确，以下特举实施例作为本发明能够据以实施的范例。
图4是依照本发明一实施例所绘示的直流偏移校正的电路图。请参照图4，本实施例的直流偏移校正电路400是用以校正讯号处理单元410输出的输出讯号中的直流偏移部份。讯号处理单元410例如是一个放大器，其是用以接收一输入讯号，而将其进行讯号处理(即放大)后，输出为输出讯号。
直流偏移校正电路400包括1位(1-bit)量化器420、控制逻辑单元430及数字模拟转换器440，其功能分述如下：
1位量化器420耦接至讯号处理单元410的输出端，用以接收输出讯号，同时也检测输出讯号中的直流偏移部份，并将其量化为一量化信息。此1位量化器例如是一个比较器(Comparator)，而其输出的量化信息则为逻辑高及逻辑低其中之一。
控制逻辑单元430则耦接至1位量化器420，用以依序设定补偿值的多个位其中之一，同时也接收由1位量化器420输出的量化信息，据以更新所设定的位。其中，控制逻辑单元例如是一个采用二分搜寻法架构的逐次逼近寄存器(Successing Approximation Register，SAR)，其能够循序设定并更新补偿值的各位，待所有位的位值皆确定后，即可取得最精确的补偿值，使得直流偏移校正的效果达到最佳。
详细地说，控制逻辑单元例如是由补偿值的最高有效位(MostSignificant Bit，MSB)开始，逐位进行设定及更新，直到补偿值的所有位皆设定并更新完毕为止。举例来说，假设补偿值共包括8位，则控制逻辑单元可先将其最高有效位(即第1位)设定为1，其余位设定为0，以进行直流偏移校正。再根据1位量化器420检测分析所得到的量化信息判断是否需要更新或保留原先的设定值，如此循序设定并更新补偿值剩余7位的值，最后即可获得精确的补偿值。
数字模拟转换器440耦接至控制逻辑单元430，用以根据控制逻辑单元430设定的补偿值，控制讯号处理单元410补偿其输出讯号中的直流偏移部份。其中，此数字模拟转换器440例如是耦接至讯号处理单元410的控制端，以控制讯号处理单元410进行直流偏移校正。
采用上述直流偏移校正电路的架构，可在有限的循环之内求得精确的补偿值，不会有电路不收敛的问题，而采用1位量化器的设计可有效缩减电路的复杂度，并可加快讯号校正的反应速度。除了上述的电路架构外，本发明亦针对此直流偏移校正电路的运作，提供一套完整的直流偏移校正方法，以下则再举一实施例详细说明。
图5是依照本发明一实施例所绘示的直流偏移校正方法的流程图。请参照图5，本实施例的方法适用于上述实施例的直流偏移校正电路400，用以校正讯号处理单元输出的输出讯号中的直流偏移部份，其步骤如下：
首先设定补偿值的多个位其中之一(步骤S510)。如同先前实施例所述，此补偿值包括多位，而本实施例是由补偿值的最高有效位开始逐位进行设定，意即采用循序逼近的方式来求取补偿值，直到补偿值的所有位皆设定并更新完毕为止。
接着则可根据所设定的补偿值，补偿讯号处理单元的输出讯号中的直流偏移部份(步骤S520)。其中，补偿直流偏移的方式例如是藉由控制讯号处理单元来补偿其输出讯号中的直流偏移部份。
待控制讯号处理单元进行直流偏移校正之后，将再进一步检测其输出讯号中的直流偏移部份，并将此直流偏移部份量化为量化信息(步骤S530)。其中，此量化信息包括第一值(例如逻辑高)及第二值(例如逻辑低)。
此量化信息即可用以决定是否更新所设定的补偿值的位(步骤S540)，其中包括在量化信息为第一值时，即更新所设定的补偿值的位；而在量化信息为第二值时，则维持原先设定的补偿值的位。举例来说，假设目前所求的补偿值位皆预设为1，若在将直流偏移部份量化后所获得的量化信息为逻辑高，则代表预设的位值不正确，此时即可将其更新为0；反之，若量化信息为逻辑低，则代表预设的位值正确，此时即维持原先设定的0。
在每次更新一个补偿值的位之后，则需判断是否还有其它补偿值的位未设定及更新(步骤S550)，若仍有其它的位未设定，则返回步骤S510，依序选择补偿值的下一位进行设定，并重复步骤S510～S540，根据量化信息更新此位的值，直到补偿值的所有位皆设定及更新完毕时，即完成直流偏移的校正(步骤S560)。
藉由上述逐步逼进的方法，可在有限的循环之内求得直流偏移补偿的精确值。举例来说，假设数字模拟转换器的补偿值要设为0100-1011才能完全补偿直流偏移，而当校正开始时，第一回即将此补偿值的最高位设为1，其余设为0(即1000-0000)，并将其输入数字模拟转换器以控制讯号处理单元进行直流偏移校正。在检测并量化输出讯号的直流偏移部份后，得到逻辑高的量化信息，此即表示补偿太大，此时就可将补偿值的最高位更新并固定为0。接着第二回则再将补偿值的第2位设为1，并将其后的位设为0(即0100-0000)，此时所得的量化信息为逻辑低，此即表示补偿太小，此时就可将补偿值的第2位固定为1。第三回则将补偿值的第3位设为1，其后的位设为0(即0110-0000)，此时所得的量化信息为逻辑高，此即表示补偿太大，而可将补偿值的第3位更新并固定为0，以此类推，在经过8个循环之后，即可找到正确的补偿值0100-1011。
根据上述可知，对于M位的数字模拟转换器(即M位的补偿值)来说，只要经过M个频率(clock)周期就可以找到精确值。据此，可增加电路对讯号的反应速度，且不会有电路不收敛的问题。另一方面，本发明还包括将上述的直流偏移校正电路及方法应用于多级讯号处理电路上，以下则再举一实施例详细说明。
图6是依照本发明另一实施例所绘示的直流偏移校正的电路图。请参照图6，本实施例的直流偏移校正电路600是用以校正讯号处理单元610输出的输出讯号中的直流偏移部份。其中，讯号处理单元610包括N个讯号处理电路(Amp 1～Amp N，N为正整数)，用以接收一输入讯号，而将其进行讯号处理(即放大)后，输出讯号。其中，每个讯号处理电路皆是一个放大器，而不限制其范围。
直流偏移校正电路600包括1位量化器620、控制逻辑单元630及数字模拟转换单元640，其功能分述如下：
1位量化器620耦接至讯号处理单元610的输出端，用以接收输出讯号，同时也检测输出讯号中的直流偏移部份，并将其量化为一量化信息。此1位量化器例如是一个比较器，而其输出的量化信息则为逻辑高或逻辑低。值得注意的是，本实施例的1位量化器620的输入端通过开关(SW 1～SW N)耦接至讯号处理单元610中各个讯号处理电路(Amp 1～Amp N)的输出端，而能够根据需要，针对各个讯号处理电路的输出讯号进行直流偏移校正。
控制逻辑单元630耦接至1位量化器620，用以依序设定补偿值的多个位其中之一，同时也接收由1位量化器620输出的量化信息，据以更新所设定的位。此控制逻辑单元例如是一个采用二分搜寻法架构的逐次逼近寄存器，其能够循序设定并更新补偿值的各位，待所有位的位值皆确定后，即可取得最精确的补偿值，使得直流偏移校正的结果达到最佳。
数字模拟转换单元640中包括N个数字模拟转换器(DAC 1～DAC N)，其中每个数字模拟转换器皆耦接至控制逻辑单元630及对应的讯号处理电路，用以根据控制逻辑单元630设定的补偿值，控制讯号处理电路补偿其输出讯号中的直流偏移部份。其中，这些数字模拟转换器例如是耦接至讯号处理电路的控制端，以控制讯号处理电路进行直流偏移校正。
值得注意的是，本实施例是在每个讯号处理电路与直流偏移校正电路之间配置一个开关，而能够根据需要，在这些讯号处理电路之间切换，以进行直流偏移校正。举例来说，当需要对其中一个讯号处理电路(例如Amp1)进行直流偏移校正时，则可将开关SW 1开启，并将其余的开关SW 2～SW N关闭，再进行直流偏移校正。另一方面，当需要对其中多个讯号处理电路(例如Amp 1～Amp 3)进行直流偏移校正时，则可将开关SW 1～SW 3开启，并将其余的开关SW 4～SW N关闭，再进行直流偏移校正。以下则再举一实施例说明针对多级讯号处理电路进行直流偏移校正的详细步骤。
图7是依照本发明另一实施例所绘示的直流偏移校正方法的流程图。请参照图7，本实施例的方法适用于上述实施例的直流偏移校正电路600，用以校正讯号处理单元610的各个讯号处理电路输出的输出讯号中的直流偏移部份，其步骤如下：
本实施例采用个别校正的方式，针对讯号处理单元中的各个讯号处理电路逐一进行直流偏移校正。首先切换直流偏移校正电路与各个讯号处理电路之间的连结，以针对这些讯号处理电路其中之一进行直流偏移校正(步骤S710)，上述切换的方式例如是将直流偏移校正电路连接至其中一个讯号处理电路的输出端，同时关闭与其它讯号处理电路的连结，而能够对此讯号处理电路进行直流偏移校正。
接着则可设定补偿值的多个位其中之一(步骤S720)。此补偿值例如包括多位，而本实施例例如是由补偿值的最高有效位开始，逐位进行设定，而以循序逼近的方式求取补偿值，直到补偿值的所有位皆设定并更新完毕为止。
下一步则是根据所设定的补偿值，补偿讯号处理单元的输出讯号中的直流偏移部份(步骤S730)。其中，补偿直流偏移的方式例如是藉由控制讯号处理电路来补偿其输出讯号中的直流偏移部份。
待控制讯号处理电路进行直流偏移校正之后，再进一步检测其输出讯号中的直流偏移部份，并将此直流偏移部份量化为量化信息(步骤S740)。其中，此量化信息包括第一值(例如逻辑高)及第二值(例如逻辑低)。
此量化信息即可用以决定是否更新所设定的补偿值的位(步骤S750)，其中包括在量化信息为第一值时，即更新所设定的补偿值的位；而在量化信息为第二值时，则维持原先设定的补偿值的位。
在每次更新一个补偿值的位之后，即判断是否还有其它补偿值的位未设定及更新(步骤S760)，若仍有其它的位未设定，则返回步骤S720，依序选择补偿值的下一位进行设定，并重复步骤S720～S760，继续设定并更新其余位的值，直到补偿值的所有位皆设定及更新完毕时，即完成此讯号处理电路的直流偏移校正，此时则将判断是否还有其它讯号处理电路尚未进行直流偏移校正(步骤S770)，若仍有讯号处理电路未校正，则返回步骤S710，切换直流偏移校正电路所连接的讯号处理电路，继续对下一个讯号处理电路进行直流偏移校正，并重复步骤S720～S760，直到求得此讯号处理电路的补偿值为止；而当所有的讯号处理电路皆校正完毕时，则完成直流偏移的校正(步骤S780)。
值得一提的是，上述的直流偏移校正方法是针对各个讯号处理电路逐一进行校正，然而，使用者还可以根据需要选择其中多个讯号处理电路进行校正，其执行方式只需在步骤S710中，将本发明的直流偏移校正电路连接至多个串联连接的讯号处理电路，即可针对这些讯号处理电路整体进行直流偏移校正。
图8是依照本发明一实施例所绘示的直流偏移校正方法的范例。请参照图8，图8是本发明对讯号处理电路进行直流偏移校正的结果，其中横坐标为时间，纵坐标为讯号处理电路输出讯号的电压值。如图8所示，由于本实施例的直流偏移校正电路是采用逐次逼近的架构，因此所检测的输出讯号的电压曲线是呈现锯齿状，并逐渐收敛于一个特定值(本实施例为收敛于00000011)，此特定值即为直流偏移补偿的精确值。
综上所述，本发明采用以额外配置的直流偏移校正电路来取代传统的滤波器架构。而利用逐次逼近寄存器以二分搜寻法逐步求得补偿值的方式则可达到快速校正，增加电路反应速度。此外，采用1位量化器的架构，则可简化电路的复杂度，而达到缩小芯片面积、降低耗电量。
虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，本利用的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可作若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围以本申请的权利要求为准。