低泄漏本地振荡器系统 【技术领域】
本发明涉及低泄漏本地振荡器装置和包含这样装置的通信系统。本发明特别但不限制用于通信装置中，其中通信信号与本地振荡器提供的信号相结合。
背景技术
本地振荡器用于各种不同的电子电路，以产生与通信信号结合的信号。例如在直接变频接收器和发射器中，在通信频率和基带频率之间的单独步骤转换通信信号。在无线接收器中，接收到的无线信号可以直接下变频成同相(I)和正交相位(Q)信号，而在无线发射器中，要被发射的无线信号可以直接从同相(I)和正交相位(Q)信号上变频。例如，这种直接变频接收器和发射器消除了外差接收器和发射器中所需的带通滤波器的需求，可以启用高度整合的电路。
很重要的一点在于，要使也与通信信号相结合的寄生信号的影响最小化，这种寄生信号是作为由通信装置中的本地振荡器和其它电路产生的“泄漏”、不希望传播的、寄生的信号地结果而出现的。
美国专利5 530 929中描述了直接变频接收器，其包括连接到第一处理单元的本地振荡器，第一处理单元将本地振荡器的输出频率与因子M相乘。第一处理单元有效地连接到第二处理单元，在第二处理单元中将第一处理单元的输出信号除以因子N。M和N都是整数，例如给定M＝3，N＝2以及M＝2，N＝3。从第二处理单元输出的信号提供给I和Q混合器，在这里它外差变频到输入RF通信信号的基带，至少第二处理单元与混合器相集成来减小寄生信号的传播。
【发明内容】
本发明提供权利要求书中要求保护的本地振荡器装置、接收器装置和发射器装置。
本发明适用于无线接收器和发射器，也适用于其它通信系统，诸如涉及使用低泄漏本地振荡器的电缆通信系统。
【附图说明】
图1是没有使用本发明的无线接收器的方框示意图；
图2是根据本发明一个实施例的无线接收器的方框示意图；
图3是没有使用本发明的无线发射器的方框示意图；
图4是根据本发明另一实施例的无线发射器的方框示意图；和
图5是根据本发明又一实施例的无线接收器的方框示意图。
【具体实施方式】
附图中所示的通信装置是直接(或伪直接)变频接收器(或发射器)，其将接收到的无线信号(发射的无线信号)立即下变频(上变频)到(来自)基带信号，由此完全消除任何中频IF级(出现在外差接收器和发射器中)。但是这种现有技术接收器受到了形成非常多的、不需要的干扰基带信号的dc分量的影响。这个dc分量主要是由在接收器(发射器)天线与所需信号一起接收(发射)的、来自振荡器的泄漏形成的，也是由于接收器中的放大器和混合器的偏移而造成的。
为了克服这个问题，压控振荡器(RF VCO)产生并与通信信号相混合的信号的频率fVCO是通信无线频率的M倍。倍数M最好是一个偶数，这样就可以简化来自公共信号的、具有90°相差的I和Q分量的生成，而且最好是4倍或者2倍，从而限制压控振荡器的频率。
参看图1，示出了没有结合本发明的直接变频接收器，其包括集成电路100，集成电路100具有用于以频率fRF接收RF通信信号的差分输入端LNA_IN和LNA_INX，用于在变频之后输出基带通信信号的差分正交输出端IRX、NIRX和QRX、NQRX，锁相环(PLL)反馈输出端fLO_feedback以及用于调谐PLL电压的输入端VTUNE。
集成电路100包括低噪声放大器，该放大器的输入连接到差分输入端LNA_IN和LNA_INX，它的差分输出连接到Q和I混合器102和103的输入。混合器的差分输出连接到差分正交输出端IRX、NIRX和QRX、NQRX。集成电路100还包括一个压控振荡器104，振荡器的RF频率fVCO是由出现在输入端VTUNE的电压调谐的。压控振荡器104的差分输出连接到I/Q分频器电路105的输入，I/Q分频器电路105在与fVCO/M相等的频率FILO处生成正交信号ILO+、ILO-和QLO+、QLO-，其中M是一整数。如果分频因子M是偶数的话，I/Q分频器电路105就不需要包含相移部件。
I/Q分频器电路105的差分Q和I输出分别连接到混合器102和103的输入。压控振荡器104的差分输出也连接到缓冲放大器107的输入，缓冲放大器107产生简单的输出信号，其输出连接到反馈输出端fLO_feedback。
上述组件都包括在集成电路100中。但是接收器还包括反馈环路，位于集成电路100之外。反馈环路包括能够将参考频率除以所选的分频数的N分频类型(fractional-N kind)的锁相环电路108，也就是说这个分频数可以是非整数。作为参考信号频率的分频的输出频率步长是在保持高参考频率和宽环路带宽的同时获得的。可以在美国专利5,166,642和5,530,929(Hietala等人，转让给本发明的受让人)中找到合适的N分频锁相环。由于锁相环在分离开的衬底上，从而避免了直接泄漏到诸如低噪声放大器等接收器的敏感组件中。
锁相环电路108具有一个与反馈输出端fLO_feedback相连接的输入和一个连接到低通滤波器109的输出。晶体控制振荡器110在固定参考频率fxtal产生频率参考信号，其输出连接到锁相环电路108的另一输入。数字加法器电路111接收数字频率校正字AFC，并将其加到数字RF信道数选择信号ARFCN。加法器电路的输出连接到数字分频化和噪声整形电路112，以选取锁相环的内部分频数，该内部分频数限定了所需频率相对晶体控制振荡器110提供到它的输入的参考频率fxtal的比值；数字分频化和噪声整形电路112的输出连接到锁相环电路108的又一个输入端。
在图1所示的接收器的操作中，锁相环电路108将信号在反馈输出端fLO_feedback的相位(其为在压控振荡器104的实际频率fVCO)与通过参考频率fxtal除以所选的锁相环的内部分数而得到的、具有精细调谐能力的所需频率进行比较。比较结果所产生的电压通过滤波器109的滤波，控制压控振荡器104的频率以产生所需频率。
在图1的接收器中，在反馈端fLO_feedback的信号频率＝fVCO＝fRF/M(这里，优选地，M＝4或2)。
锁相环位于集成电路100之外，只产生低电平的寄生信号，其能够很大程度上与通信信号保持分隔。但是，本地振荡器反馈信号是在反馈输出端fLO_feedback从一个集成电路发送到另一个集成电路的，由于RF集成电路100内存在的有限隔离，某些本地振荡器泄漏还是会传播到输入端LNA_IN和LNA_INX，现有技术中，在2Ghz频率范围中可量测到-50dB的泄漏。
所以低噪声放大器101的输入将在与fVCO相等的频率看到泄漏信号，然后该泄漏信号(LO泄漏)还将与M分频的分频器105的输出频率相混合，其中分频器105的输出都是fVCO/M的谐波。
分频器输出的fVCO/M的第M次谐波将与fLO_feedback相混合(即使由于差分结构造成第M次谐波很小)导致低DC偏移，在当前技术中量测到的是-95dB(参考IEEE 2001.“WBCDMA Zero-IF Ftont-End for UMTS in a 75Ghz Sige BiCMOS Technology”，作者：haraldPretl，...)。
所以，fLO_feedback(LO泄漏)＝fVCO＝fRF*M(与输入所需频率谐波相关的LO泄漏)。
FILO＝x*fVCO/M＝x*fRF
所以，对于x＝M，就会导致DC偏移输出。
同时，由于降低到输入RF频率的信号LO_feedback的形状，fLO_feedback(LO泄漏)也可以产生次谐波信号。
因此，在与输入接收到的信号相同频率处的泄漏频率量并没有完全消除，其可以以比要接收的最低期望信号更高的水平来量测。
参看图2，示出了根据本发明的直接变频接收器的方框图；应该认识到，其也可适用于伪直接变频接收器。图2中相似的组件带有与图1的相应组件相同但增加了100的参考标号，图1的集成电路100变成了图2的集成电路200，依此类推。
除了图1中所示接收器的组件之外，图2的接收器还包括固定分频器206，固定分频器206的差分输入与I/Q压控振荡器204的输出相连接，固定分频器206的差分输出连接到缓冲放大器207的输入，从而使分频器206在反馈环路中串联，并将压控振荡器204的频率fVCO除以因子N。
选取因子N，使得出现在反馈输出端的LO反馈信号的频率fLO_feedback并不与输入的所需频率fRF谐波相关。
fLO_feedback(LO泄漏)＝fVCO/N
fRF(输入的所需频率)＝fVCO/M
fLO_feedback＝M/N*fRF
N选取得与M不同，选择分数作为M/N和N/M的比值(也即非整数)。M最好是一偶数，以有助于生成正交信号，如上所述。
如果M是一偶数，N最好是一大于1的奇数或者大于1的奇数的倍数。如果M＝2*p，那么N最好选取得等于2*p+1或2*p-1，以使
FLO_feedback＝2*p/(2*p+1)*fRF或2*p/(2*p-1)*fRF
这样的关系确保LO泄漏不与输入的所需频率fRF调谐相关，由此进一步减小了LO泄漏对所需信号的影响(即在混合器输出(202和203)产生的DC偏移)，并且有可能将泄漏减小到低于-120dbm的水平，而无需防护。
在本发明的本实施例的优选而非限制性的实例中，
p＝1，M＝2，N＝3(本例中不能选N＝1，因为这会造成LO-反馈调谐相关)或者
p＝2，M＝4，N＝5或N＝3或者
p＝4，M＝8，N＝7或N＝9。
GSM(全球移动通信系统)标准或者欧洲电信标准协会(ETSI)的WBCDMA(宽带码分多址)标准具有200khz的信道步长。由于fLO_feedback＝M/N*fRF，在本发明的当前实施例的情况中，这导致需要由锁相环生成M/N*200khz的频率步长，这个频率步长是200khz的一个分频数。结合N分频的分频器206使用N分频锁相环使得可通过极低的泄漏水平获得这一需求。
同时注意到，使用N分频的分频器而不是乘法器(如上面提到的美国专利5 530 929)产生了实际上更小的相位噪声，这是由于乘法器乘上了压控振荡器的相位噪声。
参看图3，示出了并非根据本发明的直接变频发射器的方框图。图3中相似的组件带有与图1的相应组件相同但增加了200的参考标号，图1的集成电路100变成了图3的集成电路300，依此类推。
要在频率fRF发射的输出射频信号由来自混合器302和303的正交对驱动的电压增益衰减器(VGA)301处理。混合器302和303的正交对的输入是基带信号和来自集成RF VCO 304的频率fVCO通过M分频的分频器305后的变频信号ILO+、ILO-和QLO+、QLO-。M最好等于4(或2)，以有助于得到正交振荡器注入信号ILO+、ILO-和QLO+、QLO-。
分数N类型的锁相环PLL 308用于通过比较来自缓冲输出级307的LO反馈信号与无线参考石英时钟310，从而控制集成压控振荡器304。
由于锁相环308是分频的，具有精细调谐功能，并且内部具有预缩放分频器级，将数字校正频率字AFC加入所选的要发射的信道ARFCN，并作为至数字分频化模块312的参考字使用，从而得到N分频锁相环308的控制字。
在图3所示的发射器电路中，频率fLO_feedback＝fVCO＝fRF/M，其中M＝4或2。
由于在RF IC(300)内存在的有限隔离，来自端点fLO_Feedback的寄生信号将传播到VGA输出(301)，在现有技术中，在2Ghz频率范围中可量测到-50dB的泄漏。
所以频率fLO_feedback(LO泄漏)＝fVCO＝fRF*M(与输出所需频率调谐相关的LO泄漏)。
同时，由于降低到输出RF频率的LO_feedback信号的形状，频率fLO_feedback也可以生成次谐波信号。这导致在与所需发射频率相同的频率衰减的寄生信号，该寄生信号将使发射信号失真并通过偏移理想调制而增加误差矢量调制(EVM)，特别是在所需发射信号电平由于VGA(301)上的功率控制需求而降低时，LO泄漏电平并不会降低，因此，LO泄漏电平相对于所需发射频率水平增加了。
图4示出了根据本发明的直接变频发射器的方框图。图4中相似的组件带有与图3的相应组件相同但增加了100的参考标号，图3的集成电路300变成了图4的集成电路400，依此类推。
除了图3中所示的发射器的组件之外，图4还包括固定分频器406，固定分频器406的差分输入与I/Q压控振荡器404的输出相连接，固定分频器406的差分输出连接到缓冲放大器407的输入，从而使分频器406在反馈环路中串联，并将压控振荡器404的频率fVCO除以因子N。
选取因子N，使得出现在反馈输出端的LO反馈信号的频率fLO_feedback并不与输入的所需频率fRF调谐相关。
fLO_feedback(LO泄漏)＝fVCO/N
fRF(输入的所需频率)＝fVCO/M
fLO_feedback＝M/N*fRF
N选取得与M不同，选择分数作为M/N和N/M的比值(也即非整数)。M最好是一偶数，以有助于生成正交信号，如上所述。
如果M是一偶数，N最好是一大于1的奇数或者大于1的奇数的倍数。如果M＝2*p，那么N最好选取得等于2*p+1或2*p-1，以使
FLO_feedback＝2*p/(2*p+1)**fRF或2*p/(2*p-1)*fRF
这样的关系确保LO泄漏不与输入的所需频率fRF调谐相关，由此进一步减小了LO泄漏对发射的通信信号的影响。
在本发明的本实施例的优选而非限制性的实例中，
p＝1，M＝2，N＝3(本例中不能选N＝1，因为这会造成LO-反馈调谐相关)或者
p＝2，M＝4，N＝5或N＝3或者
p＝4，M＝8，N＝7或N＝9。
由于fLO_feedback＝M/N*fRF，对于诸如GSM或WBCDMA中的200khz的信道步长，这导致了要由锁相环生成的M/N*200khz的频率步长，这个步长是200khz的一个分数。结合N分频的分频器206使用N分频锁相环使得可通过极低的泄漏水平获得这一步长。
在多标准发射器/接收器的情况下，N＝2*p-1或2*p+1的选取取决于终端单元内若干无线装置的存在，N＝2*p-1或2*p+1的选取是以不产生可阻碍接收信号的频率的方式完成的。
例如，在包含WBCDMA发射器和GPS接收器(GPS是全球定位系统，由美国政府建立的跨部门GPS执委会(IGEB)管理)的终端的的情况下，最好选取N＝3而不是N＝5，从而避免生成落在GPS的几乎相同的接收频率(1575Mhz)的LO反馈频率。 WBCDMA IMT2000 fTX 1920- 1980Mhz fRX 2110- 2170Mhz fTX (WBCDMA) fLO (WBCDMA) 2*fLO 3*fLO 4*fLO M(VCO混合分频器) 2 1920 768 1536 2304 3072 N(VCO LO分频器) 5 1930 772 1544 2316 3088 1940 776 1552 2328 3104 1950 780 1560 2340 3120 1960 784 1568 2352 3136 1970 788 1576 2364 3152 1980 792 1584 2376 3168 (*)阻塞GPS的寄生信号 WBCDMA IMT2000 fTX 1920- 1980Mhz fRX 2110- 2170Mhz fTX (WBCDMA) fLO(WBCDMA) 2*fLO 3*fLO 4*fLO M(VCO混合分频 器) 2 1920 1280 2560 3840 5120 N(VCO LO分频 器) 3 1930 1286,667 2573,333 3860 5146,667 1940 1293,333 2586,667 3880 5173,333 1950 1300 2600 3900 5200 1960 1306,667 2613,333 3920 5226,667 1970 1313,333 2626,667 3940 5253,333 1980 1320 2640 3960 5280
应该理解，锁相环与集成电路分隔开，集成电路包括输入和输出端LNA_IN、LNA_INX；RF_OUT、RF_OUTN，压控振荡器204；404，分频器205；405，混和器202、203；402、403，以及低噪声放大器或电压增益衰减器201；401，这提供了将易于在集成电路内传播寄生信号的电路，诸如使用数字噪声整形电路212；412，而不将寄生信号传播到类似低噪声放大器(LNA)和下变频混合器(或用于发射器的上变频混合器和电压增益衰减器(VGA))的低电平低噪声电路。
由于N分频锁相环在RF集成电路之外，本地振荡器反馈信号从一个IC发送到另一个IC。通过图1或图3中所示的不根据本发明的电路类型，参与本地振荡器泄漏将仍旧足够高，从而需要防护，这是不方便并且昂贵的，并不总是足够有效。本发明使得能够满意地获得低泄漏电平，而无需防护，这尤其在这种类型的直接变频接收器和发射器中有效。
图5示出了图5中所示接收器的有利变种。图5中相似的组件带有与图2的相应组件相同的参考标号。
除了图2中所示的接收器的组件之外，图5的接收器还包括转换器213，转换器213包括与低噪声放大器201的输出相连接的第一线圈和与第一线圈电感耦合并连接到混合器202和203的输入的第二线圈。转换器的线圈的电感和内部电容形成了调谐到通信信号频率fRF的电路，从而形成所谓的“平衡-不平衡转换器(balun)”。
操作中，转换器213在低噪声放大器201与混合器202和203之间进行阻抗变换。其另外起到带通滤波器的作用，滤出频带块(bandblockers)(或不需要的信号)。特别地，转换器将对LO泄漏谐波进行滤波，例如对残余的LO泄漏的5次谐波滤波。对于4Ghz的频率fVCO，频率fLO_feedback＝800Mhz，5次谐波的频率＝5*800＝4Ghz。所需信号在1Ghz，所以5次谐波将在转换器的通带之外，并且将在混合可导致低频(DC)偏移之前得到衰减。
虽然结合接收器或发射器描述了本发明的上述实施例，但应该理解，一个终端常常既包括接收器又包括发射器，其中可能会配置有公共的组件。这在例如便携式电话手机的例子中十分普遍。