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一种电台信号的分离系统
    【技术领域】

    本发明涉及一种电台信号的分离系统，特别是一种电台PTT控制信号与话音的分离系统。

    背景技术

    一般来说，无线电台(以下简称“电台”)通信采用半双工通信方式，一方在发送话音信号的同时，不能接收另一方的话音信号。因此电台的通信接口分为两部分，一部分为话音信号接口，用于发送接收话音，另一部分为PTT控制信号接口，用于控制电台的发送接收状态。

    然而，目前有许多通信设备，如民航、海事、铁路交通的内部通信以及应急通信等(以下简称“内通设备”)，为了实现电台的远程遥控，并且节省信道资源，将PTT控制信号调制成2930Hz的单频信号与话音信号一起发送，确保PTT控制信号传输的可靠性。

    当内通设备与电台直接相连时，接口不兼容。因此需要设计一种电台接口转换模块，能够将2930Hz的单频信号与话音信号分离开来，实现电台与内通设备的通信，如图1所示采用模拟电路实现。

    目前电台PTT控制信号与话音的分离是采用模拟电路的模式实现。一方面，采用模拟器件组合，采用多级滤波器级联方式，实现中心频率为2930Hz的带阻滤波器，滤除2930Hz单频信号，得到比较纯净的话音信号，另一方面，采用模拟频率检测电路，实现2930Hz单频信号的检测，用于控制PTT控制信号的产生与发送。

    目前模拟电路模式的电台PTT控制信号与话音分离方法，可以实现功能。但由于体制等原因，模拟电路还存在以下缺陷：(1)滤波效果较差。模拟滤波器的阻带衰减能力较差，2930Hz单频信号滤除不干净，影响话音的接收效果；(2)频率检测精度较低。检测频宽一般在100Hz以上，使得单频信号误检率上升，导致PTT控制信号控制失误；(3)噪声系数较高。一般的模拟电路都会产生‑10db左右的地线噪声；而且多级滤波器级联，也会引入较大噪声，影响话音的接收效果；(4)生产、调试工艺复杂，且适应性较差。生产过程中由于模拟器件的离散性，需要通过调整大量电阻和电容等元器件对每台设备的滤波器频率、增益等参数进行调整，费工费时；(5)稳定性差。模拟器件一致性和温度特性不好，产品出厂后容易受温度或器件特性的变化影响，导致调整好的参数发生漂移，使设备性能指标下降或失效。

    发明内容

    发明目的：本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种电台信号的分离系统。

    本发明的目的是针对以上所述模拟电路的弱项，采用数字信号处理方法设计一种新方法，实现电台PTT控制信号与话音的分离功能；同时该方法可克服上节所述模拟电路的若干弱项，大大提高电台通信的音质、抗干扰性以及可扩展性。

    技术方案：本发明公开了一种电台信号的分离系统，包括：

    模数转换控制器，用于将输入的模拟信号转换为数字信号；

    从模数转换控制器输出的信号分为两路，一路输入FIR滤波器进行单频滤波，然后经过数模转换控制器转换为语音信号后输出；另一路依次经过时频转换单元、阈值检测单元以及稳定处理单元后分离出PTT控制信号输出。

    本发明中，优选地，所述模数转换控制器以及数模转换控制器的采样频率为6～12KHz。

    本发明中，优选地，所述输入FIR滤波器进行单频滤波，包括以下步骤：

    步骤(1)，确定理想的线性相位带阻滤波器，其公式为：

     $h_d\left(n\right)=\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})\right]}{\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})}-\frac{\sin \left[{\mathrm{\ω}}_h(n-\mathrm{\α})\right]}{\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})}+\frac{\sin \left[{\mathrm{\ω}}_l(n-\mathrm{\α})\right]}{\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})}$

    h_d(n)是中心点在α点的偶对称的无限长非因果序列，ω_h、ω_l是滤波器的截止频率；

    步骤(2)，选取窗函数ω(n)与h_d(n)相乘，得到一段序列长度为N的有限长序列，即：

     $h\left(n\right)=h_d\left(n\right)\×\mathrm{\ω}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}h\left(n\right)& 0\≤n\≤N-1\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.;$

    令$\mathrm{\α}=\frac{N-1}{2},$则h(n)即为所需的FIR带阻滤波器；

    将输入的数字信号与长为N的有限长序列h(n)进行卷积运算，得到滤除掉单频信号的数字信号。

    本发明中，优选地，所述序列长度为N取值256。

    本发明中，优选地，所述截止频率为：

     ${\mathrm{\ω}}_h=\frac{2930\mathrm{Hz}}{f_s/2}\mathrm{\π}+\mathrm{\Δ\ω};$

     ${\mathrm{\ω}}_l=\frac{2930\mathrm{Hz}}{f_s/2}\mathrm{\π}-\mathrm{\Δ\ω};$

    Δω根据内通设备发送的2930Hz单频信号的稳定度来定义，保证单频信号在$[\frac{f_s\·{\mathrm{\ω}}_l}{2\mathrm{\π}},\frac{f_s\·{\mathrm{\ω}}_h}{2\mathrm{\π}}]$区间中变化，且Δω最小。

    本发明中，优选地，所述窗函数选用二阶余弦窗，即布莱克曼窗：

     $\mathrm{\ω}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}0.42-0.5\cos \left(\frac{2\mathrm{\πn}}{N-1}\right)+0.08\cos \left(\frac{4\mathrm{\πn}}{N-1}\right)& 0\≤n\≤N-1\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right..$

    本发明中，优选地，所述时频变换单元将时域上的时间序列t(n)变换到频域上的频率序列F(k)：作2^N点的FFT，单频的检测频宽，即频域的采样间隔为$\mathrm{\Δf}=\frac{f_s/2}{2^{N-1}}=f_s/2^N,$单频检测的检测周期为完成一次FFT的时间，即T_D＝2^N/f_s；其中取N＝9，单频的检测频宽Δf≈16Hz，单频检测的检测周期T_D＝64ms。

    本发明中，优选地，所述阈值检测单元定义单频信号在[f₁，f₂]中小幅变化f₁≤2930Hz≤f₂，根据公式计算k₁和k₂：

    f₁×Δf≤f₁≤(k₁+1)×Δf

    (k₂‑1)×Δf≤f₂≤k₂×Δf

    其中Δf为单频的检测频宽，即频域的采样间隔；

    计算区间[k₁，k₂]内的频率序列F(k)的能量$W(k_1,k_2)=\underset{i=k_1}{\overset{k_2}{\mathrm{\Σ}}}\left|F\left(k_i\right)\right|,$设定的阈值TH，若W(k₁，k₂)大于阈值TH，则判定该检测周期检测到单频信号，反之，判定该检测周期未检测到单频信号。

    本发明中，优选地，所述稳定处理单元包括以下步骤：

    定义一个计数器，初始值为0，计数器值定义在0到T之间，T＞0，若在加操作中使计数器值大于T，则将计数器值饱和到T；若在减操作中使计数器小于0，则将计数器值饱和到0；

    步骤(11)，检测测量值是否过阈值，若过阈值，计数器值加m，进行步骤(12)；若不过阈值，计数器值减n，进行步骤(14)；

    步骤(12)，若计数器值大于T值，则饱和到T值；

    步骤(13)，检测计数器值，若计数器值等于T，则启动输出PTT控制信号，并结束；若计数器值小于T，则维持上一次的PTT控制信号输出状态，并结束；

    步骤(14)，若计数器值小于0，则饱和到0值；

    步骤(15)，检测计数器值，若计数器值等于0，则取消输出PTT控制信号，并结束；若计数器值大于0，则维持上一次的PTT控制信号输出状态。

    本发明中实现话音信号与PTT控制信号的分离，需要实现以下三项功能：

    输入输出：一方面接收内通设备的话音信号转化为数字信号，用于后续处理；另一方面，将处理过的数字信号转换为话音信号，输出给电台。该功能的关键在于数字信号采样频率的选取。

    单频滤波：接收内通设备的话音信号，采用FIR滤波器，滤除话音信号中的2930Hz单频信号，将滤除后的话音信号发送给电台。该功能的关键在于FIR滤波器的设计。

    单频检测：接收内通设备的话音信号，检测出话音信号中的2930Hz单频信号，据此生成PTT控制信号，发送给电台；该功能的实现分为时频变换、阈值检测以及稳定处理三个步骤。

    有益效果：如图5所示，本发明与传统技术相比具有以下优点：(1)滤波效果较好：采用FIR滤波器，可将阻带衰减到‑74dB以下；(2)频率检测精度高：单频信号的频率检测精度可达到16Hz；(3)噪声系数低：采用数字信号处理方式，不受地线噪声影响；此外，数字滤波器不会引入额外的噪声。采用本方法，噪声系数可达‑30dB以下；(4)工艺简单，适应性强：无器件离散性，无需对每台设备的元器件进行调整，只需通过软件设置参数；(5)稳定性好：功能不受器件一致性和温度特性的影响，可以在不同环境下稳定工作。

    【附图说明】

    下面结合附图和具体实施方式对本发明做更进一步的具体说明，本发明的上述和/或其他方面的优点将会变得更加清楚。

    图1为本发明中传统电台接口转换模块使用框图。

    图2为本发明功能模块图。

    图3为理想带阻滤波器频率特性图。

    图4为本发明中稳定处理单元处理流程图。

    图5中采用模拟电路以及本方法实现电台PTT控制信号与话音分离的性能对比图。

    具体实施方式：

    如图2所示，本发明公开了一种电台信号的分离系统，包括：模数转换控制器，用于将输入的模拟信号转换为数字信号；从模数转换控制器输出的信号分为两路，一路输入FIR滤波器进行单频滤波，然后经过数模转换控制器转换为语音信号后输出；另一路依次经过时频转换单元、阈值检测单元以及稳定处理单元后分离出PTT控制信号输出。本发明基于数字信号处理技术，将内通设备的话音信号通过ADC转化为数字信号传输到输入缓冲区，数字话音信号一方面经过FIR带阻滤波器，滤除2930Hz单频信号，发送到输出缓冲区，再通过DAC转化为话音信号，传输给电台；另一方面，通过时频变换、阈值检测以及稳定处理三个单元，检测2930Hz单频信号，据此产生PTT控制信号输出。

    更具体地说，本发明的功能的实现包括以下部分：

    一、输入输出信号处理

    数字信号的输入输出通过ADC以及DAC来实现。内通设备的话音信号通过ADC转化为数字信号传输到输入缓冲区，用于处理；而处理过的数据通过DAC转化为话音信号，传输给电台。输入输出的设计中，ADC/DAC的采样频率是设计的关键。

    一般话音的频率为300～3000Hz，需检测的单频信号为2930Hz。根据采样定理，ADC/DAC的采样频率应大于6KHz。为了减少软件的计算量，采样频率应在满足功能的情况下尽可能低。根据大多数用于音频的ADC/DAC芯片的特性，将ADC/DAC的采样频率设计为8KHz比较合适。既满足功能需求，又减少了软件的计算量，同时适用于大多数音频ADC/DAC芯片。

    二、单频滤波功能

    单频滤波的功能设计一个以2930Hz为中心的窄带带阻滤波器滤除2930Hz单频信号，本发明采用FIR滤波器实现。

    滤波器的设计采用窗口设计法，具体设计步骤如下：

    首先确定理想的线性相位带阻滤波器，其公式为：

     $h_d\left(n\right)=\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})\right]}{\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})}-\frac{\sin \left[{\mathrm{\ω}}_h(n-\mathrm{\α})\right]}{\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})}+\frac{\sin \left[{\mathrm{\ω}}_l(n-\mathrm{\α})\right]}{\mathrm{\π}(n-\mathrm{\α})};$

    是中心点在α点的偶对称的无限长非因果序列，ω_h、ω_l是滤波器的截止频率，其频率特性如图3所示：其次寻找合适的窗函数ω(n)，与h_d(n)相乘，得到一段长为N的有限长序列，即：

     $h\left(n\right)=h_d\left(n\right)\×\mathrm{\ω}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}h\left(n\right)& 0\≤n\≤N-1\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

    为了保证h(n)是因果序列，令$\mathrm{\α}=\frac{N-1}{2},$则h(n)即为所需的FIR带阻滤波器。

    将通过ADC转化的数字信号与长为N的有限长序列h(n)进行卷积运算，即可得到滤除掉2930Hz单频信号的数字信号，通过DAC转化为话音信号即可传输给电台。

    在FIR带阻滤波器的设计中，有三个关键点：序列长度N的确定、截止频率ω_h、ω_l的确定以及窗函数ω(n)的确定。

    确定序列长度N时，由于AD采样率为f_s＝8KHz，FIR带阻滤波器的有效带宽则为f_s/2＝4KHz。N取值越大，FIR带阻滤波器的频率特征就越好。但考虑数字信号处理模块的实际运算速度，N应取适中的值，通常以N＝256为宜。

    截止频率ω_h、ω_l的确定：FIR带阻滤波器主要用途是滤除内通设备发送的信号中的2930Hz单频信号。所以该滤波器的阻带应为以2930Hz为中心的带宽为2Δω的窄带。所以截止频率为：

     ${\mathrm{\ω}}_h=\frac{2930\mathrm{Hz}}{f_s/2}\mathrm{\π}+\mathrm{\Δ\ω}$

     ${\mathrm{\ω}}_l=\frac{2930\mathrm{Hz}}{f_s/2}\mathrm{\π}-\mathrm{\Δ\ω}$

    Δω根据内通设备发送的2930Hz单频信号的稳定度来定义，保证单频信号在$[\frac{f_s\·{\mathrm{\ω}}_l}{2\mathrm{\π}},\frac{f_s\·{\mathrm{\ω}}_h}{2\mathrm{\π}}]$区间中变化，且Δω最小。

    窗函数ω(n)的确定：人耳的灵敏度很高，声音的失真以及夹杂的微弱杂音很容易辨识。为保证单频信号滤除的效果，以及声音失真程度尽可能小，需要很高的旁瓣衰减；同时阻带的衰减也要求很大。因此，本发明选用二阶余弦窗，即布莱克曼窗：

     $\mathrm{\ω}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}0.42-0.5\cos \left(\frac{2\mathrm{\πn}}{N-1}\right)+0.08\cos \left(\frac{4\mathrm{\πn}}{N-1}\right)& 0\≤n\≤N-1\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

    二阶余弦窗旁瓣峰值衰减为‑57dB，阻带最小衰减为‑74dB，对声音的失真控制效果明显，单频信号滤除干净。

    三、单频检测功能

    单频检测的功能是检测内通设备的输出话音信号中是否存在2930Hz单频信号，如果存在，即输出PTT控制信号给电台。该功能主要通过时频变换、阈值检测以及稳定处理三个单元来实现。

    时频变换单元：检测某一频率的信号，就需要将检测坐标系从时域转换到频域，所以2930Hz单频信号检测的第一步就是时频变换。本发明采用离散傅里叶变换的快速算法快速傅里叶变换(FFT)，一种适用于计算机处理的快速时频变换算法来实现时频变换，将时域上的时间序列t(n)变换到频域上的频率序列F(k)来处理。

    根据采样定理，在采样频率f_s＝8KHz的情况下，作2^N点的FFT，单频的检测频宽，即频域的采样间隔为$\mathrm{\Δf}=\frac{f_s/2}{2^{N-1}}=f_s/2^N.$

    而单频检测的检测周期为完成一次FFT的时间，即T_D＝2^N/f_s。

    因此频率的分辨率与单频检测的检测周期是互为倒数的关系，即相互制约的关系，单频的检测频宽变窄了，单频检测的检测周期就会增加；反之亦然。通常取N＝9，则单频的检测频宽Δf≈16Hz；而单频检测的检测周期T_D＝64ms较为适宜。16Hz的检测频宽可大大减小单频信号的误检率，而且64ms的延迟不会影响整个系统的通话质量。

    阈值检测单元：根据内通设备发送的2930Hz单频信号的稳定度，定义单频信号在[f₁，f₂]中小幅变化(f₁≤2930Hz≤f₂)，可计算出k₁和k₂，满足：

    f₁×Δf≤f₁≤(k₁+1)×Δf

    (k₂‑1)×Δf≤f₂≤k₂×Δf

    其中Δf为单频的检测频宽，即频域的采样间隔。

    计算区间[k₁，k₂]内的频率序列F(k)的能量$W(k_1,k_2)=\underset{i=k}{\overset{k_2}{\mathrm{\Σ}}}\left|F\left(k_i\right)\right|,$设定一个合适的阈值TH，若W(k₁，k₂)大于阈值TH，则认为该检测周期检测到单频信号，反之，认为该检测周期未检测到单频信号。

    稳定处理单元：由于信道上或者硬件本身的干扰，单检测周期的测量值超过阈值或者在阈值以下，并不能代表该周期产生了单频信号或没产生。仅凭单检测周期的阈值检测而产生PTT控制信号会带来话音控制的不稳定性。所以，在PTT控制信号产生之前要增加稳定处理的过程。当连续多个检测周期测量值超过阈值的次数减去测量值不超过阈值的次数大于一定值，则认为内通设备发出了单频信号，于是向电台发出PTT控制信号，其中，该一定值并不是预设的固定值，而是由定义的计数器的步长m，n决定，如下段所述；反之，当连续多个检测周期测量值不超过阈值的次数减去测量值超过阈值的次数大于该一定值，则认为内通设备已不发送单频信号，于是取消向电台发出PTT控制信号，其中，该一定值并不是预设的固定值，而是由定义的计数器的步长m，n决定，如下段所述。经过稳定处理而产生的在PTT控制信号的准确度以及适应性大大加强。具体处理如下，流程如图4所示。

    为实现该功能，需自定义一个计数器，初始值为0，计数器值定义在0到T(T＞0)之间。若在加操作中使计数器值大于T，则将计数器值饱和到T；若在减操作中使计数器小于0，则将计数器值饱和到0。

    步骤11，检测测量值是否过阈值，若过阈值，计数器值加m，进行步骤(12)；若不过阈值，计数器值减n，进行步骤(14)；

    步骤12，若计数器值大于T，则饱和到T值；

    步骤13，检测计数器值，若计数器值等于T，则启动输出PTT控制信号，并结束；若计数器值小于T，则维持上一次的PTT控制信号输出状态，并结束；

    步骤14，若计数器值小于0，则饱和到0值；

    步骤15，检测计数器值，若计数器值等于0，则取消输出PTT控制信号，并结束；若计数器值大于0，则维持上一次的PTT控制信号输出状态。

    本发明中，m、n值的选择取决于信道上或者硬件本身干扰的大小。若没有单频信号而误检出单频信号的错误概率比较大，则m的取值应较小；反之，若没有单频信号而误检出单频信号的错误概率比较小，则m的取值可以较大。同理，若有单频信号而未检出单频信号的错误概率比较大，则n的取值应较小；反之，若有单频信号而未检出单频信号的错误概率比较小，则n的取值可以较大。

    本发明中，随着硬件性能的不断发展提高，只要硬件的运算速度能够满足数字信号处理的需求，ADC/DAC的采样率以及FIR滤波器的序列长度可以适当增加，提高话音质量以及检测精度。单频滤波功能中，FIR滤波器的设计还可以采用频率采样设计法等方法实现。单频滤波功能中，FIR滤波器的窗函数的选择也有多种，如汉明窗、汉宁窗等，效果不尽相同。单频检测功能中，时频变换的方法有很多种，快速傅里叶变换(FFT)是其中最常用的一种快速算法，别的变换算法也可以实现，如离散余弦变换等。

    本发明提供了一种电台信号的分离系统的思路及方法，具体实现该技术方案的方法和途径很多，以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。