变频电路、 变频方法以及电子设备 【技术领域】
本发明涉及变频电路、 变频方法以及电子设备。背景技术 在超外差式的无线通信装置中利用混频器进行变频、 即将在装置内部的振荡器生 成的局部振荡信号 ( 本地信号 ) 与作为高频信号的接收信号相乘 ( 合成 ) 后转换 ( 降频变 频 ) 成中频信号 (IF 信号 )。
作为去除因进行该变频而生成的图像信号 ( 以局部振荡信号的频率为中心、 与接 收所需信号的频率对称位置的频率的信号 ) 的方法存在例如使用多相滤波器。具体是， 将 接收信号进行移相 ( 使信号相位变化 )， 生成彼此相位相差 90 度的两个信号， 通过分别与局 部振荡信号相乘， 从而将接收信号转换成中频信号， 同时转换成具有 90 度的相位差的正交 信号 (I、 Q 信号 )， 使转换后的正交信号穿过多相滤波器， 从而去除 ( 取消 ) 图像信号。
为了顺利地去除图像信号， 需要对接收信号进行移相使相位差准确地形成 90 度， 但实际上由于移相电路的电路元件的差异等， 有可能相位差不能准确地形成 90 度。因此， 在专利文献 1 所示的移相电路中， 通过相位检测器控制移相器的可变电阻， 以使所输入的 高频信号移相了 ±45 度而得的两个输出信号的相位差准确地形成 90 度。
【现有专利文献】
【专利文献】
专利文献 1 ： 日本特表 2001-524770 号公报
但是， 在上述专利文献 1 的移相电路中， 由于在电路工作中始终使相位检测器动 作以可变地控制移相器的可变电阻， 因此具有因相位检测器的动作而耗电的问题。
但是， 在向 IF 信号进行变频时， 一般使用与接收信号的频率只相差中频的频率的 局部振荡信号。但是， 随着接收信号成为高频， 局部振荡信号也形成高频， 从而局部振荡器 的耗电增大。因此， 为了降低局部振荡器的耗电， 众所周知的是使用分谐波混频器的方式、 即使用必要的局部振荡信号的频率的 1/N 的振荡频率的局部振荡器， 得到接收信号的频率 与局部振荡信号的第 N 高频之间的差频的信号。
在使用了分谐波混频器的变频电路中， 为了既降低耗电且充分地去除图像信号， 使用了不使用移相器的韦伯式电路或哈脱莱式电路。在这种情况下， 虽然使用局部振荡信 号的正交信号 (I、 Q 信号 )， 但由于该正交信号分频产生局部振荡器的振荡信号， 因此必须 将局部振荡器的振荡频率设定为所需局部振荡信号的频率的两倍以上， 因此局部振荡器的 耗电增加。
发明内容 本发明鉴于上述问题而提出， 其目的在于在使用了分谐波混频器的变频电路中既 能充分地去除图像信号又能降低耗电的变频电路、 变频方法以及电子设备。
为了解决上述问题， 本发明第一方面的变频电路将局部振荡信号与高频信号相
乘， 将所述高频信号转换成中频信号， 该变频电路包括 ： 移相部， 用于通过将高频信号移相， 从而生成第一高频信号、 以及与所述第一高频信号的相位差为 90 度的第二高频信号 ； 第一 混频器部， 用于将所述局部振荡信号与所述第一高频信号相乘 ； 第二混频器部， 用于将所述 局部振荡信号与所述第二高频信号相乘 ； 第一滤波器部， 用于从所述第一混频器部的输出 信号中提取中频的信号分量 ； 第二滤波器部， 用于从所述第二混频器部的输出信号中提取 所述中频的信号分量 ； 图像信号去除电路部， 用于从所述第一滤波器部的输出信号和所述 第二滤波器部的输出信号中去除图像信号 ； 以及移相量调整部， 用于在规定的定时， 根据所 述图像信号去除电路部的输出信号， 调整所述移相部对高频信号的移相量。
另外， 作为本发明的另一方面， 提供了变频方法， 其使局部振荡信号与高频信号相 乘， 将所述高频信号转换成中频信号， 该变频方法包括 ： 通过将高频信号移相， 从而生成第 一高频信号、 以及与所述第一高频信号的相位差为 90 度的第二高频信号 ； 使所述局部振荡 信号分别与所述第一高频信号和所述第二高频信号相乘 ； 分别从进行所述相乘而得的信号 中提取中频的信号分量 ； 分别从进行所述提取而得的信号中去除图像信号 ； 以及根据所述 去除后的信号， 调整生成所述第一高频信号和所述第二高频信号时的高频信号的移相量。
根据本发明的第一方面等， 在将高频信号进行移相， 从而生成相位差为 90 度的第 一高频信号和第二高频信号， 并使局部振荡信号与该第一高频信号和第二高频信号分别相 乘从而转换成中频信号的变频中， 将从转换后的中频信号成分中去除了图像信号之后的信 号进行反馈， 调整在先生成第一高频信号和第二高频信号时的高频信号的移相量。 由此， 不 受形成移相部的电路元件偏差的影响， 可以实现充分去除图像信号。 而且， 由于按照规定的 时间间隔等在规定的定时 (timing) 调整移相量， 因此在变频电路工作中无需始终进行调 整， 从而可以实现耗电的降低。
根据本发明的第一方面， 在本发明的第二方面中， 所述第一滤波器部也可以从所 述第一混频器部的输出信号中提取频率为所述第一高频信号的频率与所述局部振荡信号 的谐波的频率之差的信号作为所述中频的信号， 所述第二滤波器部也可以从所述第二混频 器部的输出信号中提取频率为所述第二高频信号的频率与所述局部振荡信号的谐波的频 率之差的信号作为所述中频的信号。
根据本发明的第二方面等， 使局部振荡信号分别与相位差为 90 度的第一高频信 号和第一高频信号相乘， 从相乘而得的信号中分别提取高频信号的频率与局部振荡信号的 高频之间的频率差即频率的信号作为中频信号。即， 可以实现所谓的使用了分谐波混频器 的变频电路， 且能降低生成局部振荡信号的局部振荡器的振荡频率， 进一步实现降低耗电。
根据本发明的第一方面或第二方面， 在本发明的第三方面中， 所述移相量调整部 也可以边使所述移相部的移相量逐渐变化， 边将所述移相量调整为所述图像信号去除电路 部的输出信号的本底噪声为最小的移相量。
根据本发明的第三方面等， 通过在使高频移相量逐渐变化的同时调整到去除了图 像信号后的信号的本底噪声为最小的移相量， 从而实现对高频信号进行的移相量调整。
根据本发明的第一方面或第二方面， 在本发明的第四方面中， 所述变频电路还可 以具备 ： 图像信号生成部， 用于生成所述图像信号 ； 以及信号切换部， 用于将所述移相部要 移相的信号切换为所述高频信号和所述图像信号中的任一个， 在通过所述信号切换部切换 为所述图像信号的情况下， 所述移相部通过对由所述图像信号生成部生成的图像信号进行移相， 从而生成第一图像信号、 以及与所述第一图像信号的相位差为 90 度的第二图像信 号， 所述第一混频器部将所述局部振荡信号与所述第一图像信号相乘， 所述第二混频器部 将所述局部振荡信号与所述第二图像信号相乘， 所述移相量调整部边使所述移相部的移相 量逐渐变化， 边将所述移相量调整为所述图像信号去除电路部的输出信号的电平为最小的 移相量。
根据本发明的第四方面等， 从高频信号切换成在电路内生成的图像信号， 将该图 像信号进行移相生成相位差为 90 度的第一图像信号和第二图像信号， 边使图像信号的移 相量逐渐变化边判断去除图像信号后的信号电平为最小的移相量， 从而实现对高频信号进 行的移相量调整。
另外， 根据本发明的第一方面至第四方面中任一方面， 在本发明的第五方面中， 所 述移相部也可以包括 RC 滤波器， 所述 RC 滤波器包括电阻及电容器， 所述移相量调整部也可 以通过改变所述电阻的值和所述电容器的电容中的至少一个， 从而调整所述移相量。
另外， 根据本发明的第一方面至第五方面中任一方面， 在本发明的第六方面中， 所 述高频信号是定位卫星发送的卫星信号。
而且， 本发明的第八方面提供了具有本发明第一方面至第六方面中任一方面的变 频电路的电子设备。 附图说明
图 1 是 GPS 接收装置的结构图。 图 2 是变频部的结构图。 图 3 是时序表 (time table) 的数据结构。 图 4 是基带部执行的处理的流程图。 图 5 是变频电路的其他结构图。具体实施方式
下面， 参考附图就本发明的实施方式进行说明。 此外， 以下将本发明应用于接收从 一种定位卫星即 GPS(Global Positioning System， 全球定位系统 ) 卫星发送的 GPS 卫星信 号的 GPS 接收装置的情况进行说明， 但可应用本发明的实施方式并不仅限于此。
[ 结构 ]
图 1 是表示本实施方式的 GPS 接收装置 1 的结构框图。 如图 1 所示， GPS 接收装置 1 构成为包括 GPS 天线 10、 RF(Radio Frequency， 射频 ) 接收电路部 20 以及基带部 (baseband unit)40( 移相量调整部 )。
GPS 天线 10 接收从一种定位卫星即 GPS 卫星发送的包含 GPS 卫星信号的 RF 信 号。并且， GPS 卫星信号是利用每个 GPS 卫星都不同的一种扩频码即 PRN(Pseudo Random Noise， 伪随机噪声 ) 码通过直接序列扩频方式 (direct spectrum spread method) 进行了 调制的 1.57542[GHz] 的通信信号。PRN 码是使码长 1023 位为一帧的重复周期为 1[ms] 的 伪随机噪声码。
RF 接 收 电 路 部 20 具 有 SAW(Surface Acoustic Wave，声 表 面 波 ) 滤 波 器 21、 LNA(Low Noise Amplifier，低 噪 声 放 大 器 )22、变 频 部 30、放 大 器 23、ADC(Analog-to-Digital Converter， 模数转换器 )24。
SAW 滤波器 21 是带通滤波器， 其针对由 GPS 天线 10 接收到的 RF 信号 ( 接收信号、 高频信号 )， 使规定频段的信号通过且屏蔽规定频段外的频率分量。LNA 22 是低噪声放大 器， 其放大从 SAW 滤波器 21 输出的 RF 信号。
变频部 30 进行分谐波方式的变频、 即在从 LNA 22 输出的 RF 信号合成其频率 FRF 的大约 1/N 的频率 FLo 的局部振荡信号 Lo， 将该 RF 信号转换为频率为 |FRF-FLo×N| 的中频 信号 (IF 信号 )。其中， “N” 是大于等于 1 的整数。另外， 由该变频部 30 和基带部 40 构成 “变频电路” 。
放大部 23 对从变频部 30 输出的 IF 信号进行放大。ADC 24 将从放大部 23 输出的 模拟信号即 IF 信号转换成数字信号。
图 2 是变频部 20 的结构框图。如图 2 所示， 变频部 30 具有相位变化 (phase shifter) 电路 31( 移相部 )、 差动放大电路 32a、 32b、 PLL(PhaseLocked Loop， 锁相环 )33、 混频器 34a、 34b( 第一混频部、 第二混频部 )、 LPF(Low-Pass Filters， 低通滤波器 )35a、 35b( 第一滤波器部、 第二滤波器部 ) 以及 PPF( 多相滤波器 )36( 图像信号去除电路部 )。
相位变化电路 31 转换所输入的 RF 信号的相位， 并生成该相位差为 90 度的一对相 位差接收信号 ( 正交信号 )RF1、 RF2( 第一高频信号、 第二高频信号 )。该相位变化电路 31 由 RC 滤波器 (HPF(High-Pass Filter， 高通滤波器 ) 和 LPF) 实现。也就是说， 由电阻 R1 和 电容 C1 组成的 LPF 生成使所输入的 RF 信号的相位延迟 45 度的信号 RF1， 由电阻 R2 和电容 C2 组成的 HPF 生成使所输入的 RF 信号的相位提前 45 度的信号 RF2。在此， 电阻 R2 是可变 电阻， 其电阻值通过基带部 40 可变地控制。
差动放大电路 32a、 32b 将从相位变化电路 31 输出的信号 RF1、 RF2 分别转换为差 动形式的信号。即， 差动放大电路 32a 生成信号 RF1 的差动信号 ( 原信号 RF1+ 及其反转信 号 RF1-)， 差动放大电路 32b 生成信号 RF2 的差动信号 ( 原信号 RF2+ 及其反转信号 RF2-)。
PLL 33 生成接收的 RF 信号的频率 FRF 的大约 1/N 的频率 FLo 的局部振荡信号 Lo。 具体而言， 生成满足 |FRF-FLo×N| ＝中频信号 FIF 的频率 FLo 的局部振荡信号 Lo。由于在 GPS 接收装置 1 中只接收 GPS 卫星信号这一波段 (awave)， 因此只要 PLL 33 生成的信号也是一 波段即可。因此可用低耗电生成高精度的频率。
混频器 34a、 34b 使通过 PLL 33 生成的局部振荡信号 Lo 与从差动放大电路 32a、 32b 分别输出的信号相乘 ( 合成 )。该混频器 34a、 34b 例如通过吉尔伯特混频器 (Gilbert cell mixer) 实现。即， 混频器 34a 生成使局部振荡信号 Lo 与从差动放大电路 32a 输出的 信号 RF1 的差动信号 ( 原信号 RF1+ 及其反转信号 RF1-) 分别相乘 ( 合成 ) 而得的信号 (I 信号 )。并且， 混频器 34b 生成使局部振荡信号 Lo 与从差动放大电路 32b 输出的信号 RF2 的差动信号 ( 原信号 RF2+ 及其反转信号 RF2-) 分别相乘 ( 合成 ) 而得的信号 (Q 信号 )。
另外， 由于混频器 34a、 34b 被用作分谐波混频器， 因此从该混频器 34a、 34b 分 别输出的信号 (I、 Q 信号 ) 中包含 RF 信号与局部振荡信号 Lo 的第 N 高频之差即频率为 |FRF-FLo×N| 的信号。
LPF 35a、 35b 针对从混频器 34a、 34b 分别输出的信号， 使包含 RF 信号与局部振荡 信号 Lo 的第 N 高频之差即频率为 |FRF-FLo×N| 的分量的低频段信号通过， 同时屏蔽上述低 频段外的频率分量。通过该 LPF 35a、 35b 从混频器 34a、 34b 各自的输出信号中提取所需要的 IF 信号。即， 通过 LPF 35a 提取 IF 信号的同相分量信号 (I 信号 )， 通过 LPF 35b 提取 IF 信号的正交分量信号 (Q 信号 )。
PPF 36 从 LPF 35a、 35b 输出的 IF 信号中去除图像信号。该 PPF 36 是四相的 RC 滤波器， 该 PPF 36 被输入相位分别相差 90 度的四个信号。即， 从 LPF 35a 被输入 I 信号的 差动信号 I+、 I-， 从 LPF 35b 被输入 Q 信号的差动信号 Q+、 Q-。
返回到图 1， 基带部 40 对从 RF 接收电路部 20 输出的 IF 信号进行相关处理， 捕获 GPS 卫星信号， 并对数据进行译码， 抽取导航信息或时刻信息， 进行伪距计算运算或定位运 算。
另外， 为了使 RF 接收电路部 20 上的图像信号去除效果最好， 基带部 40 根据从 RF 接收电路部 20 输出的 IF 信号 ( 数字信号 )， 进行控制相位变化电路 31 中的可变电阻 R2 的 移相量调整处理。具体是， 如果到了图 3 所示一例的时序表 100 中规定的执行定时， 则使可 变电阻 R2 的电阻值在例如以目前的电阻值为中心的规定范围内逐渐变化的同时， 在使可 变电阻 R2 变化的期间， 测量从 RF 接收电路部 20 输出的 IF 信号 ( 数字信号 ) 的本底噪声 ( 噪音的最低水平 )。由于 GPS 接收装置 1 只接收确定了频率的 GPS 卫星信号这一波段， 因 此事先确定 IF 信号的本底噪声。通过检测该本底噪声的频率的信号强度， 从而测量 IF 信 号的本底噪声。然后， 将可变电阻 R2 更改并设定为所测量的本底噪声为最小时的可变电阻 R2 的电阻值。 图 4 是说明基带部 40 中的处理流程的流程图。此外， 在图 4 中只表示了本实施方 式的特征即与相位变化电路 31 的移相量调整相关的处理。
如图 4 所示， 首先判断是否到了在时序表 100 规定的执行定时， 如果没有到执行定 时 ( 在步骤 S1 中为否 )， 则待机直至到执行定时。 如果到了执行定时 ( 在步骤 S1 中为是 )， 则进行移相量调整处理 ( 步骤 S3)。在该移相量调整处理中， 使该相位变化电路 31 中的可 变电阻 R2 的电阻值在以目前的电阻值为中心的规定范围内进行变化， 同时测量从 RF 接收 电路部 20 输出的 IF 信号的本底噪声， 判断所测量的本底噪声为最小时的电阻值。然后， 将 可变电阻 R2 再设定成在移相量调整处理中判断为最适当的电阻值 ( 步骤 S5)。 然后返回步 骤 S1 反复进行相同的处理。
[ 作用和效果 ]
如上所述， 在本实施方式的 GPS 接收装置 1 中， 在规定的定时调整移相电路 21 的 移相量。具体是， 使相位变化电路 31 的可变电阻 R2 的电阻值例如在以目前的电阻值为中 心的规定范围内逐渐变化， 同时测量此时从 RF 接收电路部 20 输出的 IF 信号的本底噪声为 最小的可变电阻 R2 的电阻值。然后， 将可变电阻 R2 更改并设定成所判断的电阻值。因此， 在可以实现去除图像信号的同时， 由于使 PLL 33 的振荡频率为局部振荡信号 Lo 的频率即 可， 从而可有效地减少功耗。
[ 变形例 ]
并且， 本发明可以应用的实施方式并不仅限于上述实施方式， 在不超出本发明宗 旨的范围内可进行适当的更改， 这是不言而喻的。
(A) 可变电阻 R2
例如在上述实施方式中， 虽然已经对将相位变化电路 31 中的电阻 R2 形成可变电 阻， 并使其电阻值进行变化的情况进行了说明， 但是也可以将电阻 R1 形成可变电阻、 或还
可以将电容 C1、 C2 中的任一个形成可变电容。
另外， 在上述实施方式中， 虽然已经对将电阻 R2 形成可变电阻， 使其电阻值进行 变化的情况进行了说明， 但也可以以并联多个电阻的方式整体地形成作为电阻 R2 的电阻 部， 通过切换所连接的电阻， 从而改变整个电阻值。另外， 针对电阻 R1 或电容 C1、 C2 中的每 个也可同样地形成电阻部或电容部。
(B) 移相量的调整
另外， 也可以生成想在 RF 接收电路部 20 去除的图像频率的信号 ( 图像信号 )， 并 判断将该图像信号取代接收信号输入 RF 接收电路部 20 时的输出信号的信号电平为最小的 电阻 R2 的电阻值。
具体是， 如图 5 所示， 变频部 30 还构成为具有倍增器 (multiplier)37( 图像信号 生成部 ) 和切换开关 38( 信号切换部 )。另外， 在图 5 中， 对与上述变频部 30( 参考图 2) 相 同的构成要素使用相同的符号， 并省略具体说明。
倍增器 37 对由 PLL 33 生成的局部振荡信号 Lo 进行倍增 / 分频， 并生成想要去除 的图像频率的信号 ( 图像信号 )。
切换开关 38 是 SPDT(Single Pole Double Throw， 单刀双掷 ) 开关， 其输入侧可切 换地连接到 LNA22 的输出端子或倍增器 37 的输出端子， 输出侧与相位变化电路 31 的输入 端子连接。由基带部 40 控制该切换开关 38 的切换。即， 当不进行移相量的调整时 ( 通常 时 )， 与 LNA22 侧连接， 当进行移相量的调整时， 与倍增器 37 侧连接。
此外， 在移相量调整处理中， 基带部 40 首先将切换开关 38 的输入切换到倍增器 37 侧。然后， 使相位变化电路 31 的可变电阻 R2 的电阻值逐渐变化， 判断此时来自变频部 30 的输出信号的信号电平为最小的可变电阻 R2 的电阻值。然后， 将可变电阻 R2 更改并设定 为判断出的电阻值。然后， 将切换开关 38 的输入切换到 GPS 天线 10 侧。
在这样情况下， 也可以同样将电阻 R1 作为可变电阻， 而不是将电阻 R2 作为可变电 阻， 或将电容 C1、 C2 中的任一个作为可变电容。而且， 也可以将电阻 R1、 R2 构成作为通过 并联多个电阻而成的电阻部， 也可以将电容 C1、 C2 构成作为通过串联多个电容而成的电容 部。
(C) 移相量调整处理的执行定时
此外， 在上述实施方式中， 虽然已经对在时序表 100( 参考图 3) 中规定的移相量调 整处理的执行定时为 “在 GPS 接收装置 1 启动时和启动后间隔 15 分钟” 的情况进行了说明， 但也可以只在 “启动时” ， 执行间隔也并不仅限于间隔 15 分钟， 间隔几分钟都可以， 而且， 也 可以使执行间隔不一样， 例如 “启动时、 启动开始 30 分钟后、 45 分钟后” 。
(D) 应用例
并且， 本发明除了 GPS 接收装置以外， 也可以用于个人计算机等各种电子设备。