用于非恒定包络和恒定包络调制的可编程发射机结构.pdf

一种发射机结构，该发射机结构被设计以适应恒定和非恒定包络调制方案，并能够提供多个所需频带中任何一个频带内的本地振荡器载波频率，从而可以符合许多不同的通信标准。可编程频率合成器的一个示例包括多个发射机组件以及耦合到频率合成器和多个发射机组件的微控制器。微控制器适于提供频率控制信号到频率合成器以控制本地振荡器载波频率中的频率。另外，微控制器还适于提供数字控制信号到多个发射机组件中的至少一些发射机组件以基于发射机的操作模式开启或关闭多个发射机组件中的不同发射机组件，从而发射机可以允许恒定包络调制和非恒定包络调制方案。

1、  一种可编程发射机，该可编程发射机包括：
可编程频率合成器，该可编程频率合成器适于生成本地振荡器载波频率；
多个发射机组件；以及
微控制器，该微控制器耦合到所述频率合成器和所述多个发射机组件；
其中所述微控制器适于提供频率控制信号到所述频率合成器以控制所述本地振荡器载波频率中的频率；并且
其中所述微控制器适于基于所述发射机的操作模式来提供数字控制信号到所述多个发射机组件中的至少一些发射机组件以开启和关闭所述多个发射机组件中的不同发射机组件，从而使得所述发射机能适应恒定包络调制和非恒定包络调制方案。

2、  根据权利要求1所述的可编程发射机，该可编程发射机还包括适于接收将被发送的数字数据的数字基带接口。

3、  根据权利要求2所述的可编程发射机，其中所述多个发射机组件包括：
数模转换器，该数模转换器耦合到所述数字基带接口并适于接收所述数字数据和将所述数字数据转换成I和Q模拟数据信号；
正交混频器，该正交混频器耦合到所述数模转换器并适于从所述数模转换器接收所述I和Q模拟数据信号，并且还耦合到所述频率合成器并被配置成从所述频率合成器接收所述本地振荡器载波频率，该正交混频器被配置成将所述本地振荡器载波频率与所述I和Q模拟数据信号结合起来以提供传输中的射频数据信号。

4、  根据权利要求3所述的可编程发射机，其中该可编程发射机被配置成实施用于所述非恒定包络调制方案的直接IQ调制。

5、  根据权利要求3所述的可编程发射机，该可编程发射机还包括耦合在所述频率合成器和所述数字基带接口之间的脉冲成形滤波器。

6、  根据权利要求5所述的可编程发射机，其中微控制器被配置成提供所述数字控制信号到所述脉冲成形滤波器以关闭所述脉冲成形滤波器。

7、  根据权利要求5所述的可编程发射机，其中所述频率合成器包括锁相环，该锁相环包括小数-N分频器和压控振荡器；并且其中所述频率合成器被配置成通过所述脉冲成形滤波器从所述数字基带接口接收所述数字数据。

8、  根据权利要求7所述的可编程发射机，其中所述频率合成器被配置成执行用于恒定包络调制方案的锁相环调制。

9、  根据权利要求8所述的可编程发射机，其中所述微控制器被配置成提供所述数字控制信号来关闭所述数模转换器和所述正交混频器。

10、  根据权利要求7所述的可编程发射机，该可编程发射机还包括适于监控所述压控振荡器的电压响应的压控振荡器监控环路，该压控振荡器监控环路包括可变增益放大器、模数转换器和数字控制器；其中：
所述压控振荡器的第一输入端口耦合到所述模数转换器，所述模数转换器从所述锁相环接收电压信号并提供输出数字监控信号；
第二数模转换器耦合在所述可变增益放大器的输入和所述脉冲成形滤波器的输出之间，该第二数模转换器适于从所述脉冲成形滤波器接收所述数字数据并提供模拟输入信号到所述可变增益放大器；
所述数字控制器被配置成从所述模数转换器接收所述输出数字监控信号并提供增益控制信号到所述可变增益放大器；
所述可变增益放大器的输出信号被提供到所述压控振荡器的第二输入端口；并且
所述数字控制器被配置成调整所述增益控制信号，从而减少来自所述可变增益放大器的输出信号与来自所述锁相环的提供给所述压控振荡器的第一输入端口的电压信号之间的电压变化。

11、  根据权利要求1所述的可编程发射机，其中所述频率合成器包括在锁相反馈环中与小数-N可编程分频器相连接的压控振荡器。

12、  根据权利要求11所述的可编程发射机，其中所述压控振荡器包括谐振电路，该谐振电路包括与可切换电容器组并联的感应元件和至少一个可变电容。

13、  根据权利要求12所述的可编程发射机，其中所述可切换电容器组包括通过多个切换器而耦合在一起的多个固定值电容器；其中所述多个切换器被微控制器激活以接入和不接入所述多个固定值电容器中选出的固定值电容器，从而选择用于所述频率合成器的操作频带。

14、  根据权利要求13所述的可编程发射机，其中所述微控制器还被配置成控制所述可变电容器的电容值，从而在所选的操作频带内精调谐所述本地振荡器载波频率中的频率。

15、  根据权利要求12所述的可编程发射机，其中所述感应元件包括至少一个键合线。

16、  一种频率合成器，该频率合成器包括：
多个压控振荡器；
具有耦合到切换器的第一终端的输入和耦合到多路复用器的输出的滤波器；
具有耦合到所述切换器的第一终端的输入和耦合到所述多路复用器的输出的第一分频器；以及
具有耦合到所述切换器的第一终端的输入和耦合到所述多路复用器的输出的第二分频器；
其中所述切换器可操作地用于选择所述多个压控振荡器之一的输出和用于将所选压控振荡器的输出耦合到所述切换器的第一终端；并且
其中所述多路复用器被配置成提供由所选的压控振荡器输出提供的本地振荡器载波信号。

17、  根据权利要求16所述的频率合成器，该频率合成器还包括可编程小数-N分频器，该可编程小数-N分频器耦合在所述切换器的第一终端和多个压控振荡器中的每个的输入端口之间的反馈环路中。

用于非恒定包络和恒定包络调制的可编程发射机结构
技术领域
本发明涉及可编程发射机，特别是涉及被设计以适应各种类型的包络调制的发射机结构。
背景技术
作为无线通信系统的收发器结构的一部分的现代调制技术通常可以被分类为属于非恒定(可变)包络调制方案，或属于恒定包络调制方案。广泛使用的非恒定包络调制方案的一个示例是EDGE(增强型数据速率GSM演进技术)标准，引入EDGE标准的目的是将GSM(移动特别小组)网络的数据速率从270.833千比特每秒(kbps)提高到812.5kbps。EDGE使用3Π/8八相相移键控(PSK)调制。非恒定包络调制方案的一些其他的示例包括由各种802.11标准定义的码分多址2000(CDMA2k)，通用移动电信系统(UMTS)，集成数字增强型网络(iDEN)，高速下行链路分组接入技术(HSDPA)以及无线保真(WiFi)网络。作为选择，一些通信标准使用所谓的恒定包络调制，所述恒定包络调制通常依靠如FSK(频移键控)、GFSK(高斯频移键控)、MSK(最小频移键控)以及GMSK(高斯最小频移键控)这样的方案。虽然恒定包络调制不如非恒定包络调制带宽高效，但是恒定包络调制作为使用GMSK调制的GSM无线通信标准的一部分而在世界范围内被广泛使用。也使用恒定包络调制的另一个流行的通信标准是数字增强型无绳电信(DECT)标准。
无线通信系统中的恒定包络调制通常可以使用嵌入锁相环(PPL)电路中的压控振荡器(VCO)以实现信号的频率和/或相位调制。PPL通常可以包括相位频率检测器(PFD)、电荷泵、锁相环、VCO和可编程小数-N分频器(fractional-N frequency divider)。数字分频器被用于选择操作的信号和频带。由PLL产生的频率必须保持被精确地控制，其精度范围从对于GSM应用的百万分之(ppm)0.1到对于DECT应用的25ppm。所谓的∑-Δ(sigma-delta(SD))调制器可以被用于控制小数-N分频器从而实现更好的调谐精度，还可以被用于产生无寄生(spurious-free)本地振荡器(LO)频率并允许当信道被切换时更快的频率跳变。这种包括∑-Δ调制器的频率合成器的一个示例在Nilsson的题为“TRIMMING OF A TWO POINT PHASEMODULATOR(两点相位调制器的修整)”的美国专利No.6,700,477中有描述，该专利作为参考被合并于此。
当使用PLL时，调制带宽被PLL滤波器带宽限制。使环路滤波器带宽更大以适应更宽的调制带宽在输出噪音上具有有害的影响，因而建议了一些方法来克服这种限制缺陷。例如，一种方法可以是使信号的高频部分预先失真以补偿环路滤波器的衰减。可选择地，可以实时所谓的两点调制(TPM)方法，在该两点调制方法中相同的信号既被施加于VCO调谐部分，也被施加于数字分频器电路。
采用两点调制方案使用∑-Δ调制器和小数-N分频器电路的锁相环(PLL)频率合成器的一个示例在Hansen et al.的题为“PHASE-LOCKEDLOOP FREQUENCY SYNTHESIZER WITH TWO-POINT MODULATION(使用两点调制的锁相环频率合成器)”的美国专利申请2003/043950中被描述，该专利申请被作为参考合并于此。该’950申请公开了在合成器中，既在PLL分频器处又在压控振荡器(VCO)处调制数据，以及公开了在不对数据产生不利影响的情况下这两个调制点处的互补频率响应允许PLL带宽充分的窄以减弱来自相位检测器、频率分频器和SIGMADELTA(∑Δ)量化误差的相位噪音。包括可以在不同的参考频率操作的PLL的两点调制器的另一个示例在Hammes的题为“TWO-POINT MODULATOR ARRANGEMENT ANDUSE THEREOF IN A TRANSMISSION ARRANGEMENT AND IN ARECEPTION ARRANGMENT(在传输装置和接收装置中的两点调制器装置及其使用)”的美国专利申请2005/041755中被描述，该专利申请被作为参考合并于此。Hammes等人的题为“TRIMMING METHOD FOR ATRANSCEIVER USING TWO-POINT MODULATION(使用两点调制的收发器的修整方法)”的美国专利No.6,774,738也被作为参考合并于此，其描述了具有根据两点调制方案的PLL电路的收发器的另一个示例，其中基于定义的数字调制信号的调制变化选择模拟调制信号的振幅。该’738专利公开了应用模拟调制信号的预定数据序列，确定模拟调制信号的模拟变化，以及校正模拟调制信号的振幅以匹配数字调制信号的调制变化和模拟调制信号的确定的调制相移之间的差值。
如上所述，许多通信标准都使用非恒定而不是恒定包络调制。在许多实施中，非恒定包络调制方案可以使用收发器的频率合成器来生成本地振荡器信号，该本地振荡器信号可以被施加于正交混频器和RF(射频)放大器。对于非恒定包络调制可以采用直接正交调制器电路。然而，这些电路可能具有一些缺点。例如，在公知的简单的直接调制发射机中，模拟信号向射频信号的转换在一级或者多级中完成，并且必须进行特别的注意以保证功率放大器和VCO之间的隔离(即通过最小化各级之间的耦合)，否则串扰和VCO“推动(pull)”可能会引起信号失真。
两级发射机的一个示例在Chominski等人的题为“MULTISTAGEMODULATION ARCHITECTURE AND METHOD IN A RADIO(无线电中的多级调制结构和方法)”美国专利No.6,915,117中被描述，该专利被作为参考何并于此。该’117专利公开了一种发射机，在该发射机中模拟信号被调制和混合以产生射频输出，并且分离的混频信号被提供给每一级。使用单个频率合成器，并且第一和第二分频器电路中的每个接收频率合成器的输出且分别传递混合信号到第一和第二级。
发明内容
本发明的方面和实施方式旨在设计以既允许恒定包络调制方案也允许非恒定包络调制方案的发射机结构。这里描述的频率合成器和发射机结构的各种实施方式能够提供在许多所需频带中的任意一者内的本地振荡器载波频率，并且可以从而也允许符合许多不同的通信标准。特别地，根据一个实施方式，提供了灵活的频率合成器设计，该频率合成器设计可以合并多个压控振荡器(VCO)，并允许在不同的VCO之间切换和运行调谐每个VCO选择之内的谐振电路以实现在不同的操作频带之间切换和每个所选的频带内的精调谐。对于不同的操作模式和频率的发射机内的组件的数字控制，特别是数字方式的接通和断开(switch on and off)，以及组件单元的再使用可以提供小型和低功耗的发射机，该发射机可以被容易地制造并且还能提供强大的多功能性。
根据一个实施方式，可编程发射机可以包括可编程频率合成器，适于产生本地振荡器载波频率，多个发射机组件，以及耦合到频率合成器和多个发射机组件的微控制器。该微控制器可以适于提供频率控制信号到频率合成器以控制所述本地振荡器载波频率的一个频率。微控制器还可以适于基于发射机的操作模式提供数字控制信号到多个发射机组件的至少一些发射机组件以开启和关闭多个发射机组件中的不同的发射机组件，从而使得发射机既可以适应恒定包络调制方案也可以适应非恒定包络调制方案。在一个实施方式中，可编程发射机还可以包括适于接收要传送的数字数据的数字基带接口。在一个示例中，多个发射机组件可以包括耦合到数字基带接口并适于接收数字数据并将数字数据转换成I和Q模拟数据信号的数模转换器，以及耦合到数模转换器并适于从模拟基带单元接收I和Q模拟数据信号的正交混频器，该正交混频器还耦合到频率合成器并被配置以从频率合成器接收本地振荡器载波频率，该正交混频器被配置成将本地振荡器载波频率与I和Q模拟数据信号结合起来以提供传输中的射频数据信号。可编程发射机可以被配置成例如对于非恒定包络调制方案实施直接IQ调制。在另一个示例中，可编程发射机还可以包括耦合于频率合成器和数字基带接口之间的脉冲成形滤波器。微控制器可以被配置成提供数字控制信号到成形滤波器来关闭脉冲成形滤波器。在另一个示例中，频率合成器还可以包括锁相环，该锁相环包括小数-N分频器和压控振荡器，其中频率合成器被配置成通过脉冲成形滤波器从数字基带接口接收数字数据。频率合成器可以被配置成实现例如恒定包络调制方案的锁相环调制。在该示例中，微控制器可以被配置成提供数字控制信号来关闭数模转换器和正交混频器。
根据另一个示例，可编程发射机还可以包括适于监控压控振荡器的电压响应的压控振荡器监控环路，该压控振荡器监控环路包括可变增益放大器、模数转换器以及数字控制器。压控振荡器的第一输入端口可以耦合到模数转换器，该模数转换器从锁相环接收电压信号并提供输出数字监控信号。第二数模转换器可以耦合到可变增益放大器的输入和脉冲成形滤波器的输出之间，第二数模转换器适于从成形滤波器接收数字数据并提供模拟输入信号到可变增益放大器。另外，数字控制器可以被配置成从模数转换器接收输出数字监控信号并提供增益控制信号到可变增益放大器。而且，可变增益放大器的输出信号可以被提供到压控振荡器的第二输入端口，并且数字控制器可以被配置成调整增益控制信号从而减少来自可变增益放大器的输出信号和来自锁相环的电压信号之间的电压变化，该电压变化被提供到压控振荡器的第二输入端。在一个示例中，频率合成器包括在锁相反馈环中与小数-N分频器连接的压控振荡器。压控振荡器可以包括谐振电路，该谐振电路包括与可切换电容器组和至少一个可变电容并联的感应(inductive)元件。在一个示例中，可切换电容器组可以包括通过多个切换器耦合的多个定值电容器；其中多个切换器被微控制器激活以接入和不接入(switch in and out)多个定值电容器中所选的定值电容，从而选择频率合成器的操作频带。在另一个示例中，微控制器还可以被配置成控制可变电容器的电容值从而在所选的操作频带之内精调谐本地振荡器载波频率的频率。在另一个示例中，感应元件可以包括至少一个键合线。
另一个实施方式涉及一种频率合成器，该频率合成器包括多个压控振荡器、具有耦合到切换器的第一端的输入和耦合到多路复用器的输出、具有耦合到切换器的第一端的输入和耦合到多路复用器的输出的第一分频器、以及具有耦合到切换器的第一端的输入和耦合到多路复用器的输出的第二分频器。切换器可操作用于选择多个压控振荡器中的一个压控振荡器的输出和所选的压控振荡器将耦合到切换器的第一端，以及多路复用器可以被配置成提供由所选的压控振荡器输出提供的本地振荡器载波信号。在一个示例中，频率合成器还可以包括耦合在介于切换器的第一端和多个压控振荡器的每个的输入端口之间的反馈环中的可编程小数-N分频器。
附图说明
附图并不是要限制本发明。在附图中，不同图中说明的每个相同的或近似相同的组件用相似的数字代表。为了清楚，在每个附图中不是每个元件都被标记。其中：
图1是根据本发明的实施方式的收发器的一个示例的框图；
图2是根据本发明的实施方式的共享的发射机结构的一个示例的框图，该发射机结构包括小数-N分频合成器(fractional-N synthesizer)、正交混频器、模拟I/Q模拟基带、RF增益单元、数字信号处理单元和切换器结构。
图3是根据本发明的一个实施方式的适于允许在恒定包络调制的直接转换模式下进行操作的发射机结构的框图；
图4是根据本发明的另一个实施方式的适于在锁相环模式下操作的发射机结构的一个实施方式的框图；
图5是根据本发明的方面的适于在两点调制(TPM)模式下操作的发射机结构的一个实施方式的框图；
图6是根据本发明的一个实施方式的压控振荡器实施的一个示例的图；
图7是根据本发明的另一个实施方式的频率合成器实施的一个示例的框图。
具体实施方式
本发明的方面和实施方式涉及一种既允许恒定包络调制也允许非恒定包络调制的可编程收发器结构。恒定和非恒定包络调制电路的电路实施传统上需要两个分开的、完全不同的实施方式，包括用于每个调制方案的单独的频率合成器或锁相环(PLL)。所以，许多现有技术的收发器只能够支持一种类型的包络调制(即要么恒定包络调制，要么非恒定包络调制，但不能两者都支持)，或者需要多个芯片集(例如，多个频率集合器或锁相环电路)以适应不同的调制方案。例如，美国专利No.6,747,987(该专利在此合并作为参考)描述了多协议、多频带发射机结构，该发射机结构既支持恒定包络调制也支持非恒定包络调制，但是需要第二PPL以在正交调制器之前产生补偿频率。而且，这种现有技术的频率合成器实施可能需要大量组件，造成需要大的芯片面积。这种情况是不希望产生的，这是因为大的芯片面积造成更高的生产成本，并且因为现代的趋势是向越来越小的装置发展。而且，如上所述，在试图扩展PLL滤波器带宽方面遇到了困难，从而在现有技术领域中，调制方案的带宽被限制为主要是单一的通信标准(例如GSM，EDGE，cdma2K等等)。
由于手持无线装置的快速增长，开始关注具有可编程单频率合成器结构的单个的、可以多模式的收发器，所述可编程单频率合成器结构允许通过恒定包络(例如在诸如GSM和DECT的标准中所使用的)和非恒定包络(例如cdma2k，UMTS，EDGE，iDEN，HSDPA，WiFi)调制方案之间的可编程切换进行宽带、多模式操作。根据本发明的一个实施方式，公开了一种可编程收发器结构，该可编程收发器结构允许用于非恒定包络方案的直接IQ调制和用于恒定包络方案的基于PLL的两点调制或预失真。在一个示例中，可编程结构使用单个小数-N分频合成器和数字控制，所述数字控制启动组件单元之间的切换或开启和/或关闭以允许恒定包络或非恒定包络调制。在该方式中，通用组件单元可以被用于任一调制方案，并且未使用的单元可以被关闭从而节省能量。
可以理解，本发明的应用不局限于在下面的描述中提出的和附图中示出的具体的组件的构造和装置的细节。本发明能够是其他实施方式以及能够以各种方式被实践或执行，并且除非在权利要求中特别指出，本发明不局限于提出的示例。而且，可以理解这里使用的措辞和术语是用于描述的目的而不应该认为是限制。这里的词语“包括”、“包含”、“具有”、“含有”或“涉及”及其变化形式意味着包括其后例举的项目以及这些项目的等价物还有另外的项目。
参考图1，示出了一种射频收发器的示例的框图，其中发射机可以根据本发明的各种实施方式被使用。应当理解的是，收发器可以包括图1中没有显示的其他组件，以及图1中示出的配置只是说明性的，而不意在限制，也不意在表示实际的收发器IC设计。在示出的示例中，收发器100包括发射机102和接收机104，收发器102和接收机104中的每个都耦合到天线106以接收和发送射频(RF)信号。如下面所述，发射机可以包括RF增益单元108，频率合成器110和其他的发射机组件112。接收机可以包括用于放大输入的RF信号的低噪声放大器114、用于处理输入的RF信号的各种接收机组件116以及模数转换器118。发射机102和接收机104可以经由数字编程总线122而连接到微控制器120。如下面所述，微控制器可以提供控制信号到发射机和/或接收机的各种组件。可以提供数字基带接口124以用于接收要发送的数字数据和用于提供已经由接收机从输入的RF信号中解码的输出数字数据。
根据一个实施方式，如图1所示，收发器可以是完全集成的具有数字输入和输出的射频收发器，所述射频收发器可编程并可配置用于多个射频带和多个射频标准，并且能够连接到许多不同的网络服务提供商和许多不同的网络标准。无线通信持续迅速发展，以及有多种频带和通信标准/协议用于蜂窝、广域和局域网络，公共安全和军用通信在世界范围被使用。这些大量不同的协议和标准最多使得普遍存在的通信困难，所以能够在这些不同的标准的一些标准之上操作的可编程收发器受到关注。所以在一个示例中，这里描述的收发器的实施方式可以在这样一种可编程收发器中使用。然而，应该理解的是下面描述的发射机的实施方式不是必须在射频收发器中使用。尽管下面的描述可以作为在多标准无线电收发器中使用发射机以说明发射机的一些功能特性的参考，但是这只是发射机的一个实施方式的应用的一个示例。根据本发明的发射机的各个实施方式可以被用在许多不同的应用中，包括但不局限于单标准无线电收发器、多标准无线电收发器、独立发射机、用于无线通信以外的其他应用的发射机和/或收发器等等。
参考图2，示出了根据本发明的方面，可以替代图1的发射机102的可编程共享恒定包络和非恒定包络发射机结构的一个实施方式的框图。如图所示，电路126包括小数-N分频频率合成器110，所述小数-N分频频率合成器110可以包括连接于反馈环中的一个或者多个压控振荡器128、可编程分频器130和相位检测器132。在无线手持发射机中，频率合成器(FS)的通常应用是提供本地振荡器信号(LO)到混频器，该混频器然后被用于将调制的数据信号上变换为更高的射频(RF)信号，该射频信号适于通过天线发送。频率合成器102还可以包括耦合到可编程分频器130的Sigma-Delta(∑Δ)调制器134和输出分频器136。本领域的技术人员知道，∑-Δ调制器可以用于利用发送的数字数据在频率合成器的输出处调节VCO。下面要进一步描述频率合成器110的操作。
在一个实施方式中，发射机结构还可以包括微控制器120，该微控制器120可以提供控制信号到发射机组件中的一些，例如，举例来说VCO128、可编程分频器130和其他组件。当发射机被用于参考图1所述的可编程收发器中时，微控制器120可以是提供控制信号到收发器组件共享的微控制器。然而，应当理解的是，在其他示例中，不管发射机是否用于无线收发器中，在发射机中的微控制器120都可以是专用发射机微控制器。如下面进一步所述的，当发射机在给定模式下操作时，微控制器还可以提供数字控制信号以关闭不使用的组件。如下面所述，切换器138可以被用于在一些不同的组件之间从频率合成器切换输出信号。发射机还可以包括可以在线路140上接收基带数据的数字基带接口124。发射机也可以包括脉冲成形滤波器142，该脉冲成形滤波器142可以为，例如高斯最小频移键控(GMSK)滤波器、数模转换单元144、正交混频器146和RF增益单元108。RF增益单元可以包括用于在传输之前放大信号的可变增益放大器148和输出端口/频带选择切换器150。另外，在一些实施方式中，发射机可以包括数字处理单元152，该数字处理块152可以在基带数据被施加于正交混频器146之前处理基带数据。如下面所述，这些组件中的一些组件可以在发射机的两个或者多个操作模式之间共用，而其他组件可以专用于发射机的一种或者多种操作模式。
图2中显示的发射机结构可以在三种模式的任何一种下操作，这三种模式即非恒定包络调制的直接转换模式、恒定包络调制的锁相环(PLL)模式以及恒定包络调制的两点调制(TPM)模式。如下面所述，对于非恒定包络(即直接IQ)调制，频率合成器可以创建用于正交混频器的本地振荡器信号。对于恒定包络的情况，VCO调制可以通过PLL模式配置或两点调制而被执行，并且未使用的正交混频器和基带部分可以以数字方式被关闭以节能。根据一个实施方式，这样的可编程结构可以只使用一个PLL，而不像现有技术设计需要多个PLL来既适应恒定也适应非恒定包络调制。另外，在一个实施方式中，这样的可编程发射机对于非恒定包络的情况可以不需要补偿调制。
根据一个实施方式，发射机可以在直接转换模式中操作以实现非恒定包络调制。参考图3，示出了图1的发射机结构，并以虚线显示了在直接转换模式中没有使用的组件。在该模式下，基带数字数据流可以在线路140上进入数字基带接口124，在数字基带接口124中所述基带数字数据流可以被转换成同相(I)和正交(Q)调制数字数据。在一些实施方式中，发射机结构126可以包括数字处理单元152，该数字处理块152可以包括脉冲成形滤波器、数字上取样器、信号解码器和可选的数字向上转换单元。数字处理单元可以在I和Q调制的数据在数模转换单元144中被转换成模拟数据之前处理I和Q调制的数据。而且，在一些实施方式中，可以在数字处理单元中进行基带数据向I和Q调制的数字数据转换。来自基带接口的调制的数字数据可以直接地或者通过数字处理单元152被传递到数模转换器单元144。
在一个示例中，数模转换器(DAC)单元144可以包括数模转换器154、重构滤波器156和基带放大器158。在DAC单元144中，数字数据流可以被馈给可变速I/Q数模转换器(DAC)154，该可变速I/Q数模转换器154与重建滤波器156和基带可变增益放大器(VGA)158联合起来，可以提供分别通过线路160a和160b供应到正交混频器146的模拟I和Q数据信号。正交混频器146可以包括混频器元件162和90度相移器164。对于将模拟I和Q信号向上转换成射频(RF)以用于传输的过程，正交混频器146可以在线路166上从频率合成器110接收本地振荡器(LO)信号和频率F_LO。LO信号可以与I和Q信号混合在一起以提供RF信号，该RF信号然后可以在RF增益单元108中被放大和发送。
根据一个实施方式，LO频率F_LO可以从参考频率(F_ref)获得，该参考频率F_ref可以在线路168上被提供到频率合成器110。F_LO的数值可以由微控制器120确定。在一个实施方式中，微控制器120也可以产生对应于无线标准(例如CDMA)的特定信号的可编程数字词。所述数字词可以在线路170上被提供到∑-Δ调制器134。通过使用所提供的参考频率和信道选择信号，频率合成器可以生成合适的本地振荡器载波频率。可编程分频器130可以从∑-Δ调制器接收信号，所述∑-Δ调制器包括从微控制器提供到∑-Δ调制器的信道选择信息。来自可编程分频器的输出信号被馈给到锁相反馈环中，该锁相反馈环包括可编程分频器、相位检测器132(也接收参考频率信号)、环路滤波器172和VCO 128。可编程分频器130与相位检测器132和环路滤波器172结合起来，从而可以提供模拟电压到一个或多个VCO 128，该一个或多个VCO 128的输出进一步传递到输出分频器136，产生所需频率载波F_LO。在一个示例中，分频器136可以是固定的分频器，该分频器具有例如1、1/2或1/4的比率。虽然，为了简明的目的，在本公开中分频器136通常可以被称为固定的分频器，但是应当理解合成器不是必须使用固定的分频器，可以使用第二可编程分频器作为替代。
在这样确定了F_LO的情况下，可以通过切换器138在线路166上将F_LO提供到正交混频器146。模拟I/Q基带信号可以在正交混频器146中与F_LO信号混合以提供调制的I/Q信号，该调制的I/Q信号可以被馈给RF增益单元108，在RF增益单元108处调制的I/Q信号可以被结合在一起。在一个实施方式中，经过调制的I和Q信号可以在加法器174中结合。然而，应当理解的是，加法器174不是必须的，并且可选择地，I和Q信号可以在R.F.可变增益放大器148的输入处的导线中结合。同样在RF增益单元中，可变增益放大器148可以放大来自加法器174的结合的信号以生成经过调制的输出RF信号，该经过调制的输出RF信号可以被附加的输出/频带选择切换器150通向合适的外部带通滤波器或双工器。
根据另一个实施方式，图2的发射机结构可以在锁相环(PLL)模式下操作以适应恒定包络调制。如下面所述，该模式不依赖于正交混频器146和模拟基带144单元的使用，因而这些单元可以被关闭。参考图4，示出了PLL模式的发射机结构(和图2中所示的类似)的实施方式，其中没有使用的组件以虚线示出。在该模式下，基带数据可以在线路140上再次进入数字基带接口124。基带数据流可以被脉冲成形滤波器142过滤并转换成频率偏差。脉冲形滤波器142可以是高斯最小频移键控。在一个实施方式中，高斯滤波器的实现可以在数字查找表中完成。这些频率偏差可以在加法器中和由微控制器120产生的数字词结合在一起。该数字词可以在线路178上被施加到加法器176中，并可以包括选择的发射机符合的特定无线标准的信道。以这种方式，微控制器可以至少部分地控制由频率合成器110产生的信号的频率。
如图4中所示，来自加法器176的合成信号可以在线路180上被馈给频率合成器110的∑-Δ调制器134。∑-Δ调制器134的经过调制的输出可以被馈给可编程分频器130，该可编程分频器130的输出可以在相位检测器132中与参考频率(F_ref)结合，并且可以在提供VCO 128的控制电压输入之前被低通过滤(被环路滤波器172)。如上所述，微控制器可以控制参考频率的值。来自VCO的调制的输出信号可以通过可编程分频器130反馈到相位检测器132，如图4中所示，从而保证调制的信号的频率稳定性。VCO输出也可以被施加在固定的输出分频器136，该固定的输出分频器136能够被设置以基于所需操作频率范围来将射频分成1、2或4份的比率。
在PLL模式下，调制的传输信号在不需要模拟基带单元和正交混频器的情况下由频率合成器产生。调制可以通过来自微控制器120的控制信号由∑-Δ调制器控制，所述∑-Δ调制器接收在线路140上进入发射机的数字数据。与数字数据一起调制的载波频率可以由频率合成器产生。然后调制的载波频率可以通过切换器138在线路182上被施加于RF增益单元108中。在RF增益单元中，信号可以被放大并通过切换器提供到天线(例如图1中示出的可编程天线)以进行传输。
根据另一个实施方式，发射机被配置成在恒定包络调制的两点调制模式下操作。该实施方式可以包括使用两端口的VCO和除去在两个信号进入VCO之前对两个信号路径的求和的两点调制电路。在一个示例中，提供了基于在测量VCO内的信号之前测量PLL反馈环内的信号、以及调整到VCO的第二或者直接路径，直到在PLL反馈环内没有电压摆幅的增益的校准技术。应当理解的是，尽管这些实施方式中每一个都可以主要涉及一个VCO，但是本发明的理论也可以被施加到包括多个VCO的电路中。
参考图5，示出了适于在两点调制模式下操作的发射机结构的框图。两点调制涉及一种方法，在该方法中，在线路180(数据路径1)上被施加到∑-Δ调制器的相同数据信号还可以被用于通过线路186(数据路径2)上的第二数据路径直接调制VCO。因为环路滤波器的低通频率响应可以使调制的数据失真，所述第二数据路径可以被提供高通滤波响应，从而使得来自两个路径的数据信号与频率合成器的输出的重叠之后可以在频率合成器的输出端口生成数据的平坦信号响应。在两点调制模式下，正交混频器146和DAC转换器单元144(参加图2)可以再次被关闭，这是因为这些单元可以不是必须的。在两点调制模式中没有使用的这些组件以及其他组件在图5中被用虚线显示。当在PLL模式中时，在线路140上进入数字基带接口124的数据流可以被转换成频率偏移命令，经过滤波器142过滤并且然后在加法器176中与在线路178上由微控制器120发出的信道选择命令结合在一起。结合的数据然后可以进入∑-Δ调制器134，在∑-Δ调制器134中频率偏移命令和由微控制器发出的信道选择一起可以被转换成可编程分频器130的输入数据。然后该输入数据可以通过频率合成器的反馈环被处理。特别地，输入数据可以和参考频率信号一起被反馈到相位转换器132，然后被环路滤波器172过滤并作为输入被提供到VCO 128。如上所述，然后VCO信号可以通过反馈环被反馈以保证频率稳定性。
同时，来自滤波器142的数据流也可以在线路186上被反馈到数模转换器184。数模转换器184的输出可以通过可变增益放大器188被直接馈给VCO 128的第二输入端口，如图5中所示。放大器188的可变增益可以通过经由模数转换器190监控VCO的第一输入端口的模拟输入信号而被调整，所述模数转换器190的输出变成数字控制器192的输入。数字控制器可以提供控制信息，该控制信息包括可变增益放大器减少或消除PLL反馈环内的电压摆幅所需的增益设置。如图5中所示，因为线路194上的到VCO的直达信号和线路196上的PLL信号被施加到VCO的两个端口，消除了在这些信号进入VCO之前对这些信号进行相加的需要。更好的，在一个示例中，可以通过在测量VCO内的信号之前测量环路内的信号，然后调整直接路径的增益直到在环路内没有电压摆幅，从而实现校准。这样，提供了监控和校准环路从而使用该环路进行的校准可以减少或者消除任何由施加到一个或者两个端口的频率可以造成的偏移引起的电压变化。监控和调整环路也可以允许在不同通信标准之间进行切换期间重新校准VCO 128。例如，如果微控制器在线路178上发出新的信道选择命令，该信道选择命令可以改变由频率合成器生成本地振荡器信号所需的频率，则两点调制监控环路可以校正正在PLL输入上经受的频率移动/偏移，从而重新校准VCO。
来自VCO 128的输出可以通过输出分频器136和切换器138而被馈给合适的输出。对于经过调制的RF数据的传输，VCO输出信号通过切换器138被馈给RF增益单元108，在RF增益单元108处VCO输出信号可以被RF放大器148放大并通过输出/频带选择切换器150通入合适的外部带通滤波器或双工器。
从而，本发明的各种实施方式可以提供一种可编程发射机结构，包括小数-N分频合成器、微控制器、正交混频器、模拟基带系统、可选数字上转换单元、数字基带接口以及可编程数字滤波器，该可编程发射机结构可以允许非恒定包络方案的直接IQ调制以及恒定包络方案的VCO的基于PLL的调制。在一些实施方式中，发射机结构还可以包括如上所述的两点调制校准电路以允许恒定包络方案的基于PLL的两点调制。
根据另一个实施方式，频率合成器110可以被用于在收发器的接收机部分中生成本地振荡器频率和校准信号，所述收发器诸如图1中所述的收发器100，其中包括发射机结构。由作为频率合成器的一部分的VCO生成的RF信号也可以通过切换器138(参见图2-5)被路由到收发器的接收机结构中。在一个示例中，VCO可以通过将切换器138设置到标记有“To Rx Mixer”(到Rx混频器)的输出198来在接收机中提供用于下转换器混频器的本地振荡器频率。将RF频率信号切换到接收机或者收发器结构的选择可以证明在需要诸如GSM的半双工操作模式的通信标准中是很有用的。除了在接收机的下转换器混频器部分中使用来自切换器138的RF频率信号之外，该RF频率信号也可以被用于通过将切换器138设置到使信号通入标记有“to the RxI/Q Calibration”(到Rx I/Q校准)的输出200。
参考图6，示出了VCO 128的示意性电路的实现方式的一个示例。根据一个实施方式，VCO电路可以使用交叉耦合的PMOS晶体管Q1和Q2来生成负电阻，以及使用NMOS源跟随器长尾晶体管(tail transistor)Q3和Q4以控制偏压电流。可以由电流源202实现控制的程度。可以在终端V_s处提供供电源电压。VCO 128可以进一步采用包括电感器204(例如包括电感器L1和L2)的谐振调谐电路，该谐振调谐电路可以被添加下面所述的电容器组206和附加的调谐电容器。在一个示例中，VCO谐振电路可以使用由传输线形成的固定的电感器与固定的和可变的电容性元件相结合。该结构可以提供VCO的宽带调谐电路的有效实现方式，该VCO的宽带调谐电路可以允许大于千兆赫的调谐范围。
根据一个实施方式，电感器L1和L2可以被实现为键合线，该键合线可以被用于将各种电路元件耦合到半导体衬底。每个键合线可以具有与其相关的确定的电感，所述电感可以取决于键合线的长度、键合线的横截面积以及相邻键合线之间的间距(影响键合线之间的互感耦合)。在给定的操作频率处，与键合线相关的电感可以接近于一个固定电感，该电感由图6中的L1和L2表示。可以理解的是，L1和L2的每一个可以包括一个或者多个键合线，并且电感器204还可以包括另外的感应元件。VCO谐振电路中的键合线电感器的使用可以有一些优点，包括例如提供比传统的片上螺旋电感器更好的相位噪声、更低的能量消耗、以及更宽的调谐范围。相位噪声的改善可能是由于相对于诸如螺旋电感器的片上电感器，键合线具有更高的品质因数(Q)，并且与键合线电感器相关的更小的寄生电容可能导致调谐相位扩大。另外，传统的螺旋电感器可以相对较大，并且使用键合线代替这种螺旋电感器可以实现更小的电路覆盖。然而，可以理解本发明并不是必须使用电感器204的键合线，也可以被使用其他发送线路电感器或传统的电感器。
再次参考图6，VCO谐振器电路可以包括耦合到电感器204的可切换电容器组206。电容器组206可以包括例如通过施加到切换器208a、208b、208c而可以被电切换的多个MSO(金属氧化物半导体)或MIM(金属-绝缘体-金属)电容器。可以理解的是，可以使用任何类型的电容器；然而，MOS和MIM电容器对于CMOS和其他半导体电路是共有的，从而在一些实施方式中可以为优选的。为了达到更好的电路性能和更宽的微电子工艺变化之间的折衷，可切换电容器组206可以被用于扩大VCO的整个调谐范围，同时降低其调谐灵敏度以减少电磁(EM)耦合效应并进一步改善相位噪声。这可以通过将整个调谐范围划分成频带来完成。在一个示例中，电容器206可以具有相对大的电容值(例如每个数量级为数十皮法)，从而可以通过闭合和/或断开电容器206中的合适的电容器来选择所需操作频带。可以通过控制可变电容器210a和210b来实现所选频带内的精调谐。在一个示例中，两个累加模式MOS变容管C_t1和C_t2可以被用于通过经由终端214实现可变模拟电压(V_tune)来对频率精调谐。这些变容管可以被实施为例如N阱(N-well)变容管内的NMOS，但是也可以使用其他的设计。因而，切换的电容器206可以用作粗调谐装置，以及电容可以通过可变控制电压(变容二极管)被调整的可变电容器可以被用于精调谐。然后通过使用数字计数器和连续的近似值算法以迅速地选择包括所需信道频率的频带(注意所述信道频率可以由上面所述的微控制器指定)，从而可以解决频带选择的问题。
另外，调制模拟电压信号可以通过终端216对由VCO生成的本地振荡器载波频率进行调制，所述终端216可以影响调制变容管Cm1和Cm2(也可以实施在N阱内的NMOS中)。该调制可以表示在线路140上可以被发射机接收的数字数据(例如参见图1)。在2005年8月11日提交的题为“PROGRAMMABLE RADIO TRANSCEIVER”(可编程无线电收发器)的悬而未决的、共同拥有的美国专利申请No.11/202,626中公开了可以在本发明中使用的VCO的其他实施方式，在此合并引用作为参考，并且也在与上述专利申请同一天提交的题为“CONTINUOUS GAIN COMPENSATIONAND FAST BAND SELECTION IN MULTISTANDARD，MULTIFREQUENCY SYNTHESIZER”(多标准和多频合成器中的连续增益补偿以及快速频带选择)的悬而未决的、共同拥有的美国专利申请中公开了可以在本发明中使用的VCO的其他实施方式，在此合并引用作为参考。
根据一个实施方式，六比特切换的金属对金属(metal on metal，MOM)电容器阵列可以被用于频带选择。在该示例中，电容器组206可以包括六对电容器C₀₁和C₀₂到C_n1和C_n2，其中n＝6(在该示例中)。当然可以理解本发明不局限于六比特的情况，其他值的n也可以被使用，例如n为四比特或者八比特的设计。另外，每个比特并不局限于控制一对电容器，而是可以控制一个或者多个电容器。可以由微控制器120发出数字控制词(例如参见图1和2)，所述数字控制词可以被施加到切换器208a、208b和208c以控制切换器的打开或关闭。在一个示例中，该控制词可以是包括用于控制每个切换器的比特的二进制词。例如，在示出的六比特的情况中，比特0可以控制切换器208a，比特5可以控制切换器208b以及比特6可以控制切换器208c。其他的介于其间的比特可以控制图6中未显示的但由点212表示的另外的切换器。在一个示例中，控制词可以通过数字编程总线从微控制器被施加到切换器，如图1中所示。
下面的表1示出了对于可以由六比特二进制模式0-63实现的三个不同VCO的频带选择的一些示例。可以理解每个VCO的给定频带值只是示例性的，并不是要作为限制。给定实现方式的实际频带值可以取决于电容器206的值、由电感器204提供的电感值、参考频率值(例如参见图1)和其他因数。
表1

参考图7，示出了根据本发明的实施方式的本地振荡器(或频率合成器)的电路实施的一个示例。在该实施方式中，本地振荡器(LO)结构可以包括通过两个传输门多路复用器218和234接口的三个VCO 128a、128b和128c。然而，可以理解本发明不局限于使用三个VCO，而可以使用更多或者更少的VCO。LO电路可以进一步包括三个并联单元，即所示的延迟线正交发生器(或多相滤波器(ppf))220、通过多路复用器218和234耦合到VCO的二分频器222和四分频器224。所述三个并联单元的每一个可以从IQ校验电路236接收校验信号，所述校验电路236使得信号可以被分成同相(I)和正交(Q)的差分信号成分。来自这三个单元的I和Q差分信号可以被反馈到另一个多路复用器226，该多路复用器226的输出是正交的单独一对差分信号(即I信号和Q信号)，这对差分信号可以通过线路166被馈给到发射机的正交混频器(参见图2)。
根据一个实施方式，第一多路复用器218可以选择一个VCO的输出来耦合到第二多路复用器234，并且该VCO的输出通过可编程分频器130、相位检测器132和环路滤波器172被反馈到锁相环配置下的VCO，如参考图2-5所述的。在一个示例中，可选缓冲器(未示出)可以在多路复用器218和234之后以及在分频电路222和224的输出处被提供。在一个实施方式中，VCO选择信息(例如以数字控制字的形式)可以在终端228处被施加到多路复用器218以选择所述VCO中的一个，并且还可以控制VCO的偏置。这意味着只有通过多路复用器226被反馈的VCO可以在任何给定瞬间被开启。通过关闭未使用的VCO，可以减少电路中的能量消耗。
另外，如参考图6所讨论的，调制信号可以从单元216被施加到VCO以允许数字数据被调制到由频率合成器生成的载波信号上。
为了便于对目标频率编程，例如由微控制器提供多个数字控制词用于操作多路复用器218和234以及用于选择目标频率所在的合适频带。在一个示例中，在终端228处被施加于多路复用器218的2比特VCO选择词可以选择使用哪个VCO。6比特的VCI频带信号230可以被用于选择所选VCO的频带，例如在表格1中所示。另外，2比特分频选择词可以被用于选择三个并联单元之一，所述三个并联单元即多相滤波器220、二分单元222或四分单元224。例如，比特序列00可以选择一分(即不操作分频器)并且信号可以从多路复用器234被馈给到多相滤波器220。比特序列01可以调整多路复用器以将输出馈给到二分单元222，比特序列11可以控制多路复用器234以将输出反馈到四分单元224。当然，可以理解的是，给定比特序列指示是示例性的而不是要作为限制。另外，控制词可以具有比这里给出的示例更多或者更少的比特，特别是在使用更多或者更少的VCO的情况下，或者在VCO具有多于或者少于63的频带的情况下。
根据一个示例，第四控制词(该第四控制词可以包括例如3比特)，即ppf频带选择词240可以被用于选择多相滤波器220的频带。可以调谐多相滤波器220以提供其两个输出之间达到90度的相移。对于给定频率，多相滤波器可以提供的相位延迟量在该多相滤波器的输出之间可以变化。如果频率合成器被用于多频带发射机中，那么多相滤波器可能需要覆盖的频率范围可以很大。所以，其提供的相位延迟可以被分成例如八个频带(但是可以理解的是，可以使用更多或者更少的频带，并且从而可以使用具有更多或者更少比特的频带选择词)，所述八个频带被ppf频带选择词240以数字方式进行控制。
参考下面的表2，给出了不同通信标准和它们相应的频带的一些示例，这些示例适应于使用这里所述的频率合成器的实施方式。例如，为了实施下面的表格2中第1行列出的CDMA2k标准，可以选择VCO-1(参见表格1)，6比特的VCO频带信号230可以被设置为63(即二进制数111111)，以及二分单元222可以被用于产生736MHz(范围的低端)。为了达到所述范围的高端，即1140MHz，可以通过将6比特的VCO频带信号230的比特式样设置为0(即二进制数000000)和由二分单元222提供有一个分频因数2来选择VCO-2。偏离735MHz和1150MHz的目标频率的较小偏差可以通过精调谐VCO而得到补偿，如上所述。根据另一个示例，为了实施表格2的第4行中所示的GSM(1470MHz-2300MHz)标准，可以通过将6比特的VCO频带信号230设置为63(即二进制数111111)以产生1473MHz来使用VCO-1，可以利用比特式样0(即二进制数000000)以产生2280MHz来使用VCO-2。在这种情况下，两个分频电路(222，224)都可以不需要。再者，通过精调谐VCO可以实现精调谐以达到准确的目标频率。可以理解的是，上述示例不被认为是限制，还可以使用具有6比特VCO频带信号230的不同比特式样的不同VCO的许多结合以达到不同的调谐频带。另外，分频器222和224可以进一步增加灵活性。当然，可以理解的是，给定仿真频率范围(频率合成器的)只是示例而不企图限制。仿真的频率范围的准确值可以取决于许多因数，包括例如电容器和电感器值，使用的参考频率等。
表2