用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路.pdf

提供了一种用于与调光器(1)一起使用的可变负载电路(2)。诸如LED(3)的低瓦数负载与调光器串联设置，可变负载电路与LED并联设置。可变负载电路具有两种不同的负载特性：当来自调光器的所施加电压低于一阈值时，可变负载电路表现出固定负载(24)；当该所施加电压高于一阈值时，可变负载电路表现出可变负载，从而充当恒流下沉。该可变负载由二次负载部分(25)提供，该二次负载部分(25)与固定负载(24)可以组合作用也可以不组合作用，该二次负载部分(25)被触发电路部分(26)接入可变负载电路或从可变负载电路断开。

1.  一种用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路，该可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运作，其中所述可变负载电路包含响应所施加交流信号的装置，该装置被配置为响应在所施加交流信号的半周期的一部分期间所施加的电压而允许电流流动，并允许所述可变负载电路在所述半周期的另一部分期间充当恒流下沉。

2.  根据权利要求1所述的可变负载电路，其中在所施加交流信号的所述一部分期间，所述可变负载电路充当基本固定的阻性负载。

3.  根据权利要求1或权利要求2所述的可变负载电路，其中所述可变负载电路被配置为，在所施加交流信号的所述半周期的第一和第三部分期间呈现出与在所施加交流信号的所述半周期的第二部分期间不同的负载特性。

4.  根据前述权利要求中的任一项所述的可变负载电路，包含固定负载电路部分，该固定负载电路部分包括至少一个被配置为充当固定负载的电阻器。

5.  根据前述权利要求中的任一项所述的可变负载电路，包含二次负载电路部分，该二次负载电路部分被配置为在所施加交流信号的所述半周期的一部分期间运行。

6.  根据权利要求5所述的可变负载电路，其中所述二次负载电路部分包含第一开关，该第一开关被配置为将所述二次负载电路接入所述可变负载电路和将所述二次负载电路从所述可变负载电路断开。

7.  根据权利要求5或权利要求6所述的可变负载电路，其中所述固定负载电路部分和二次负载电路部分在所述半周期的一部分期间一起充当恒流下沉。

8.  根据权利要求5或权利要求6所述的可变负载电路，其中所述二次负载电路部分在所述半周期的一部分期间充当恒流下沉。

9.  根据权利要求6至8中的任一项所述的可变负载电路，其中所述第一开关是第一晶体管，并且其中所述可变负载电路包含触发电路部分，以在高于阈值电压的电压被施加到所述可变负载电路时，向所述第一晶体管的触发端子提供电流或电压。

10.  根据权利要求4至9中的任一项所述的可变负载电路，其中所述固定负载电路包含晶体管。

11.  根据权利要求6至10中的任一项所述的可变负载电路，其中所述二次负载电路部分包含第二开关和第三开关，所述第二开关和第三开关被配置为在所述第一开关允许电流通过所述二次电路部分时，形成恒流下沉。

12.  根据权利要求11所述的可变负载电路，当权利要求11从属于权利要求10时，其中在所述固定负载电路部分中的所述开关和所述第三开关是单个场效应晶体管(FET)。

13.  根据权利要求12所述的可变负载电路，包含电荷存储部分，以在所施加交流信号的所述半周期的、相对小的电压或没有电压被施加到所述可变负载电路时的部分期间保持所述FET导通。

14.  根据权利要求12或权利要求13所述的可变负载电路，其中一电压限制装置被设置在所述FET的栅极触点和所述FET的源极触点之间。

15.  根据前述权利要求中的任一项所述的可变负载电路，进一步包含整流器，该整流器用于对所述可变负载电路的AC输入整流。

16.  根据前述权利要求中的任一项所述的可变负载电路，包含不多于两个用于外部连接的端子。

17.  根据前述权利要求中的任一项所述的可变负载电路，其中所述响应所施加交流信号的装置被配置为，与响应在所述半周期的所述另一部分期间所施加的电压相比，响应在所述半周期的所述一部分期间所施加的电压时允许更大的电流流动。

18.  根据前述权利要求中的任一项所述的可变负载电路，其中在所述半周期的所述一部分期间，所施加交流信号的电压的绝对值低于一阈值，在所述半周期的所述另一部分期间，所施加交流信号的电压的绝对值高于一阈值。

19.  一种包含照明控制器件和可变负载电路的照明控制装置，其中所述照明控制器件连接到所述可变负载电路，并被配置为向所述可变负载电路提供交流信号，所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运作，其中所述可变负载电路包含响应所施加交流信号的装置，该装置被配置为响应在所施加交流信号的半周期的一部分期间所施加的电压而允许电流流动，并允许所述可变负载电路在所述半周期的另一部分期间充当恒流下沉。

20.  根据权利要求19所述的可变照明控制装置，其中所述照明控制器件为了正确运行要求最小电流通过，所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的所述半周期的第二部分期间传送至少所述最小电流。

21.  根据权利要求19或权利要求20所述的可变照明控制装置，其中所述照明控制器件被配置为在所施加交流信号的所述半周期的第一部分期间充电，所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的所述半周期的所述第一部分期间传送足够的电流，以允许所述照明控制器件充电。

22.  根据权利要求19至21中的任一项所述的可变照明控制装置，其中所述照明控制器件与所述可变负载电路串联布置。

23.  根据权利要求19至22中的任一项所述的可变照明控制装置，其中所述照明控制装置可连接到发光体，以控制所述发光体。

24.  根据权利要求23所述的可变照明控制装置，其中当所述发光体连接到所述照明控制装置时，所述可变负载电路与所述发光体并联布置。

25.  一种用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路，该可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运行，其中所述可变负载电路被配置为，与响应在所施加交流信号的第二部分期间所施加的电压相比，响应在所施加交流信号的所述半周期的第一部分期间所施加的电压时允许更大的电流流动，并且其中所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的所述第二部分期间充当恒流下沉。

用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路
本发明涉及用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路和照明控制装置。
传统照明控制器件的一个实例是双线模拟调光器开关。此类调光器开关一般从电源获取信号——所谓的热信号，并输出减弱的信号——所谓的变暗热信号(dimmed hot signal)。为了减少由变暗热信号传送的能量，调光器通常截去具有正弦波形的输入热信号的一部分。该过程示意性示于图1中。如从图1中可见，输入正弦波可以让其每个半周期的前部分被截去。在这种情形下，变暗热信号被称为正相或前沿信号。替代地，可以截去输入波的每个半周期的尾部。这样的变暗热信号被称为后沿或反相信号。
热信号的截去可以通过多种电路实现。在一类调光器电路中，控制电路控制三端双向可控硅开关(triac)——一种带有控制栅极和两个载流端子的三端器件，该三端双向可控硅开关在热信号的每个半周期期间导通和截止，以产生截后的信号。通过向三端双向可控硅开关的控制栅极施加脉冲，三端双向可控硅开关导通。一旦导通，三端双向可控硅开关便传导，直到经过其载流端子的电流降至某一阈值以下。这发生在半周期的末尾。导致三端双向可控硅开关导通和截止的电流/电压特性在图2中示出。参见图2，可以看出，存在一个电流，在该电流下三端双向可控硅开关的电流/电压特性急剧变化。该电流称为最小保持电流IH。在替换性调光器开关电路中，使用场效应晶体管(FET)代替三端双向可控硅开关。
一旦热信号已经变暗，就可以被放置为跨越负载——通常是灯泡或类似的照明元件。然而，当试图让调光器开关与诸如发光二级管(LED)之类的低瓦数负载一起使用时，会出现问题。
调光器开关的控制电路趋于被配置为，在变暗热信号半周期的截去部分期间——即，在针对正相调光器的每个半周期的起始处或针对反相调光器的每个半周期的末尾处——进行充电。然而，当调光器与低瓦数负载一起使用时，在信号周期的相应部分期间在调光器中流动的电流趋于不高至足以允许进行有效充电。
此外，如上文所提到的，在栅极已经被触发之后，三端双向可控硅开关需要通过最小电流IH，以继续停留在“导通”状态。然而，当调光器开关与低瓦数负载串联放置时，调光器开关传递的电流可能并不足以允许三端双向可控硅开关适当地对热信号进行截去操作。
这些问题的传统解决方案是，将另一固定负载——或许是电阻器——与低瓦数负载并联放置。然而，虽然可以选择负载以允许足够的电流流经调光器开关，从而允许三端双向可控硅开关工作以及允许调光器控制电路进行充电，但是这增加了电路消耗的能量并造成浪费。
本发明的目标在于减轻上述问题中的一些。
根据本发明的一方面，提供一种用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路，该可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运行，其中所述可变负载电路被配置为，与响应在所施加交流信号的第二部分期间所施加的电压相比，响应在所施加交流信号的所述半周期的第一部分期间所施加的电压时允许更大的电流流动，并且其中所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的所述第二部分期间充当恒流下沉(constant current sink)。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于与照明控制器件一起使用的可变负载电路，该可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运作，其中所述可变负载电路包含响应所施加交流信号的装置，该装置被配置为响应在所施加交流信号的半周期的一部分期间所施加的电压而允许电流流动，并允许所述可变负载电路在所述半周期的另一部分期间充当恒流下沉。
当此类可变负载电路连接到在引言中所述类型的基于三端双向可控硅开关的调光器开关时，在所施加信号的半周期的第一部分期间，调光器开关可以充电，在所施加信号的半周期的第二部分期间，最小保持电流可以被维持。使用使本发明具体化的可变负载电路相对于固定负载电路是优选的，因为前者功耗较少。
通过为可变负载部分设置响应所施加交流信号的装置，可变负载电路能够独立于可连接到可变负载部分的任何外部负载而运行，所述外部负载例如发光体。这样，即使外部负载出现故障，可变负载部分也可以运行，而根本与是否连接有此类外部负载无关。
所施加交流信号的所述一部分或第一部分，可以包括交流信号的半周期中所施加电压的幅度从零上升的部分。在这样的实施方案中，调光器电路的充电可以发生在半周期的在三端双向可控硅开关开始传导之前的早期部分期间。这样的可变负载电路往往与正相调光器开关——其可以利用在所施加信号的第一部分期间由可变负载电路传送的较高电流来充电——结合工作。在其他实施方案中，随着所施加信号的幅度降至零，所施加信号的第一部分可以出现在半周期的较后部分期间。这样的可变负载电路通常与反相调光器开关——其可以利用在每个半周期的较后部分期间由可变负载电路传送的较高电流来充电——结合工作。
在某些实施方案中，在所施加交流信号的每个半周期的所述一部分或第一部分期间，可变负载电路充当恒流下沉。这种配置将方便地允许调光器开关在可变负载电路充当恒流下沉时充电。
优选地，在所施加交流信号的所述一部分或第一部分期间，可变负载电路充当基本固定的阻性负载。通过对所施加信号呈现出主要阻性的负载，通过可变负载电路的电流可以平滑地变化。比起在半周期的第一部分期间传送恒定电流的实施方案，这样的实施方案在采用调光器开关运行时趋于经历更少的困难。这是因为，一些调光器开关具有大射频干扰(RFI)噪声抑制感应器，该感应器可以导致控制电路被由未充分衰减的电流的突然改变产生的电流或电压的大振荡破坏。恒流下沉具有高动态阻抗dZ，其并不充分地抑制这些振荡。在另一方面，阻性负载具有与其电阻相等的较低的固定动态阻抗。因此，阻性负载更擅长抑制振荡。
在另一些实施方案中，可变负载电路可以被配置为，在所施加交流信号的半周期的第一和第三部分期间，对所施加交流信号表现出与在所施加交流信号的半周期的第二部分期间不同的负载特性。优选地，随着所施加信号的幅度从零上升并向零下降，所施加信号的半周期的第一和第三部分分别处于半周期的起始和结尾。优选地，所施加交流信号的半周期的第二部分出现在所施加交流信号的半周期的中间部分期间。这样的实施方案的优势在于：它们既可以与正相调光器开关一起使用，又可以与反相调光器开关一起使用。
优选地，在所施加交流信号的第一和第三部分期间，可变负载电路充当基本固定的阻性负载。在某些实施方案中，可变负载电路包含固定负载电路部分，该固定负载电路部分包括至少一个被配置为充当基本固定的负载的电阻器。
优选地，可变负载电路包含二次负载电路部分，该二次负载电路部分在所施加交流信号的一部分期间运行。二次负载电路部分可以包括第一开关，诸如晶体管——其被配置为将二次负载电路接入可变负载电路和将二次负载电路从可变负载电路断开。该晶体管可以具有输入触点和输出触点，该输入触点和输出触点被连接到二次负载电路部分。可变负载电路可以被配置为使得，当二次负载电路部分被接入可变负载电路时，固定负载电路部分和二次负载电路部分一起充当恒流下沉。替代地，二次负载电路部分可以被配置为充当恒流下沉。
优选地，触发电路部分被配置为将二次负载电路接入可变负载电路或将二次负载电路从可变负载电路断开。这样，可变负载电路中的电流可以被控制。特别地，触发电路部分可以被配置为，当绝对值大于阈值的电压被施加到可变负载电路时，向第一晶体管的触发端子提供电流或电压。触发电路部分可以包含齐纳二极管，该齐纳二极管被配置为在预定阈值电压击穿，从而向第一晶体管的公共端子提供电流。
固定负载电路可以包含诸如FET的晶体管。二次负载电路部分可以包含诸如双极型结型晶体管(BJT)的第二晶体管以及诸如FET的第三晶体管。第三晶体管可以与固定负载电路部分中的晶体管为相同的晶体管。第二和第三晶体管可以被配置为当第一晶体管允许电流通过二次电路部分时形成恒流下沉。当然，可以使用任何等效开关装置代替晶体管。
在固定负载电路部分中的晶体管和第三晶体管是单个FET的实施方案中，可变负载电路可以包含电荷存储电路部分，以在所施加交流信号的半周期的、相对小的电压或没有电压被施加到可变负载电路时的部分期间保持FET导通。电荷存储电路部分可以包含电容器，并且在某些实施方案中可以包含二极管，该二极管被配置为在所施加信号的半周期的、一电压被施加到可变负载电路的部分期间存储电荷，并用于在半周期的、相对小的电压或没有电压被施加到可变负载电路的部分期间维持FET的栅极触点处的电压。
在某些实施方案中，电压限制装置装设在FET的栅极触点和FET的源极触点之间。电压限制装置可以包含第二齐纳二极管。第二齐纳二极管给可存在于栅极触点和源极触点之间的电压差(V_gs)设置上限。当FET与不同的照明控制器件一起使用时，V_gs的这种“钳位”在所施加交流信号的每个半周期的末尾处帮助保持FET的响应时间一致。
优选地，可变负载电路包含整流器，该整流器用于对可变负载电路的AC输入整流。这样，虽然可变负载电路的各部分可以采用整流电压运行，但是任何诸如发光体的外接元件可以由诸如正相变暗热信号的AC电压供电。
优选地，可变负载电路包含不多于两个用于外部连接的端子。在存在两个端子的情况下，这两个端子可以是热输入端子和中性端子。
在半周期的所述一部分期间，所施加交流信号的电压的绝对值可以低于一阈值，在半周期的所述另一部分期间，所施加交流信号的电压的绝对值可以高于一阈值。这样，根据所施加电压的绝对值是高于还是低于预定阈值，可变负载电路可以表现出两种不同的负载特性。
根据本发明的另一方面，提供了一种包含照明控制器件和可变负载电路的照明控制装置，其中所述照明控制器件连接到所述可变负载电路，并被配置为向所述可变负载电路提供交流信号，所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运作，其中所述可变负载电路被配置为，与响应在所施加工作信号的第二部分期间所施加的电压相比，响应在所施加交流信号的所述半周期的第一部分期间所施加的电压时允许更大的电流流动，并且其中所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的所述第二部分期间充当恒流下沉。
根据本发明的又一方面，提供了一种包含照明控制器件和可变负载电路的照明控制装置，其中所述照明控制器件连接到所述可变负载电路，并被配置为向所述可变负载电路提供交流信号，所述可变负载电路被配置为在所施加交流信号的半周期期间以两种不同负载特性运作，其中所述可变负载电路包含响应所施加交流信号的装置，该装置被配置为响应在所施加交流信号的半周期的一部分期间所施加的电压而允许电流流动，并允许所述可变负载电路在所述半周期的另一部分期间充当恒流下沉。
在多种情形下，照明控制器件将被配置为要求最小电流经过以便正确运行。在这样的情形下，电路将被配置为在所施加交流信号的半周期的第二部分期间传送至少该最小电流。此外，照明控制器件可以被配置为在半周期的第一部分期间充电。在这样的实施方案中，可变负载电路可以被配置为在半周期的第一部分期间传送足够的电流，以允许照明控制器件充电。
优选地，照明控制装置被配置为使得，当所述发光体被连接到该装置时，照明控制器件与可变负载电路串联布置，并且可变负载电路与发光体并联布置。
可变负载电路可以可选地包括上文关于本发明的第一方面所述的特征中的任一个或其任意组合。
现在将参考附图仅以示例方式描述使本发明具体化的一个可变负载电路，其中：
图1示出了通过调光器电路进行的对AC信号的截去；
图2示出了三端双向可控硅开关的电压/电流特性；
图3是示出调光器电路、可变负载电路和低瓦数负载的配置的电路图；
图4是使本发明具体化的一个可变负载电路的电路图；
图5是示出图4所示各元件的相关值的表格；
图6是示出当未变暗(undimmed)AC电压被施加到图4的可变负载电路时在该可变负载电路中流动的电流的曲线图；
图7是示出被施加到图4的可变负载电路的未变暗AC电压的曲线相叠有在该可变负载电路中流动的电流的曲线的曲线图；
图8是示出被施加到图4的可变负载电路的正相截后AC电压的曲线相叠有在该可变负载电路中流动的电流的曲线的曲线图；以及
图9是示出与图8相同的曲线的曲线图，但这两条曲线在曲线图的纵轴上相分离。
图3示出了使本发明具体化的正相调光器1和可变负载电路2的典型布置。AC电源被提供作为调光器1的输入。调光器1使用如引言中所论述的三端双向可控硅开关，将从电源接收的热信号转换为正相变暗热信号。所示的调光器1是双线调光器电路。在其他实施方案中，可以使用反相调光器电路或三线调光器电路。
可变负载电路2被设置为与调光器1串联并与为LED灯形式的低瓦数负载3并联。
图4示出了可变负载电路2的布局。在该电路图的左手侧是可变负载电路2的输入21，来自调光器电路1的变暗热信号被施加到输入21。所描述的实施方案被设计为接收240V的输入信号。
桥式整流器BR1被设置为与输入21串联。
该电路的其余部分由固定负载电路部分24、二次负载电路部分25、触发电路部分26、电荷存储电路部分27构成。
固定负载电路部分24经由二次负载电路部分25的电阻器R29连接于桥式整流器23的正输出(plus output)和公共输出(commonoutput)之间。固定负载电路部分24包括1千欧的电阻器R27，该电阻器R27与FET Q5串联。当FET Q5完全导通时，所述电路的这一部分提供固定负载，这主要缘于电阻器R27的电阻。
二次负载电路部分25包括上文提及的电阻器R29以及与固定负载电路部分24和电阻器R29并联连接的支路。该支路包括为双极型结型晶体管形式的第二晶体管Q4和为双极型结型晶体管形式的第一晶体管Q6。晶体管Q4、Q6各通过其公共触点(common contact)和发射极触点(emitter contact)连接到二次负载电路部分25的支路。FETQ5还形成二次负载电路部分25与固定负载电路部分24共有的部分。
晶体管Q6的基极触点连接到触发电路部分26。晶体管Q4的基极触点连接到FET Q5的源极端子和上述电阻器R29。FET Q5的栅极端子在第二晶体管Q4上方连接到二次负载电路部分25的支路。
触发电路部分26包括两个电阻器R3和R5，电阻器R3和R5形成分压器。在图4所示的布置中的第一电阻器R3是2兆欧的电阻器。第二电阻器R5是220千欧的电阻器。触发电路部分26在第二电阻器R5上方经由齐纳二极管Z2连接到晶体管Q6的基极端子。齐纳二极管Z2被配置为防止电流流向二次负载电路部分25的晶体管Q6的基极端子，并具有5.6V的击穿电压。4.7纳法的电容器C3设置在齐纳二极管Z2的输入侧和电路公共端之间。
电荷存储电路部分27包含0.044微法的极化电容器C6和二极管D1，电容器C6连接在处于晶体管Q4上方的二次负载电路部分25和电路公共端之间。二极管D1排布在二次负载电路部分25和桥式整流器BR1的正输出之间。二极管D1被配置为防止来自电荷存储电路部分27的电流流向桥式整流器BR1的正输出。
在FET Q5的栅极和FET Q5的源极之间设置有包括电容器C4的FET钳位装置，齐纳二极管Z1被设置为并联地跨接FET Q5的栅极和源极端子。
在使用中，240V的正相变暗热信号被施加到可变负载电路2的输入。该信号被桥式整流器BR1整流。在周期的初始部分期间，当所施加电压低并从零上升时，可变负载电路2的行为主要由固定负载电路部分24决定。如稍后将解释的，初始时，FET Q5完全导通，因而固定负载电路部分24对所施加信号表现为固定负载。
在所施加信号的半周期的这一初始部分期间，二次负载电路部分25中的晶体管Q6开路，从而防止电流在二次负载电路部分25的支路中流动。相对少的电流流动于触发电路部分26中，因为电阻器R3、R5的电阻显著大于固定负载电路部分24中的R27的电阻。因而，在半周期的这一部分期间，可变负载电路2的负载特性由固定负载电路部分24的固定负载特性决定。
随着所施加信号的电压增大，触发电路部分26中的齐纳二极管Z2两端的电压也增大。通过对电容器C3充电，齐纳二极管Z2两端的电压的增大被减慢。当该电压达到5.6伏特时，齐纳二极管Z2击穿，电流流向晶体管Q6的基极触点。当电流从晶体管Q6的基极触点流向其发射极触点时，晶体管Q6允许电流在二次负载电路部分25的支路中流动。当齐纳二极管Z2击穿时，可变负载电路2的负载特性改变。借助电容器C4和电阻器R31，使负载特性之间的过渡较为缓和。齐纳二极管Z2的击穿出现在施加到可变负载电路2的输入电压为约90V时。
当电流可以流经二次负载电路部分25的支路时，可变负载电路2的行为由FET Q5和晶体管Q4决定。流经可变负载电路2的电流由晶体管Q4和FET Q5控制，并取决于在FET Q5下方从固定负载电路24流入电阻器R29的电流。该电流产生电压并导致电流流入晶体管Q4的基极端子，从而使Q4导通。随着Q4开始导通，其驱使电荷离开FET Q5的栅极触点，并开始使Q5截止。随着Q5开始截止，流经电阻器R29的电流减小。这种配置形成自调节机制，导致二次负载电路部分25充当恒流下沉。
随着所施加信号的半周期结束并且所施加电压的幅度向零下降，触发电路部分26中齐纳二极管Z2两端的电压下降。当齐纳二极管Z2两端的电压降至5.6V以下时，电流不再到达晶体管Q6的基极触点。因为没有电流流经晶体管Q6，所以二次负载电路部分25的支路不再通过电流，可变负载电路2回复表现为固定负载电路。
电荷存储电路部分27被提供以在所施加电压的幅度为低时，保持FET Q5完全导通。通过使电容器C6放电，保持到FET Q5的栅极触点的电压。二极管D1防止此电荷经由桥BR1泄漏出器件。
所述FET钳位装置包括齐纳二极管Z1，该齐纳二极管Z1将在5.6V左右击穿。齐纳二极管Z1的存在有效地钳制FET Q5的栅极端子和FETQ5的源极端子之间的电压差V_gs。这是重要的，因为，当晶体管Q6开路时，另行使用不同的调光器会形成不同的V_gs，从而影响可变负载电路2对改变电压并改变功耗的响应。
图5是示出图4所示的各元件的值的表格。右手列示出了如上所述的与240伏特的所施加信号一起使用的可变负载电路2的各元件的值。也示出了当120伏特信号被施加到可变负载电路时所用的值。
图6示出了当未变暗AC电压被施加到可变负载电路2时经过该可变负载电路的电流的曲线。图7示出了施加到可变负载电路2的电压101的曲线相叠有经过可变负载电路2的电流102的曲线。所施加电压101是未变暗AC电压。参考图6和7，可以看出，在输入信号的每个半周期的第一部分4期间，可变负载电路2充当固定阻性负载。在此一时段期间，电流响应升高的施加电压而大致线性地增大。在半周期的第二部分5期间，在齐纳二极管Z2击穿之后，可变负载电路2的负载特性改变，并且可变负载电路2充当恒流下沉。进一步，在半周期的第三部分6期间，随着所施加电压的幅度向零下降，齐纳二极管Z2停止传导，可变负载电路2回复用作固定阻性负载电路。
在所述的实施方案中，正相双线调光器1在半周期的第一部分4期间充电，其间经过可变负载电路2的电流正弦形增大。此后，在半周期的第二部分5期间，可变负载电路2充当恒流下沉，从而不会消耗不必要的电能，而又维持大于调光器电路1中的三端双向可控硅开关的最小保持电流的电流。
图8示出了施加到可变负载电路2的电压201的曲线，其相叠有经过可变负载电路2的电流202的曲线。与图6和7形成对照，所施加电压201是正相变暗热信号。图9示出了图8的电压曲线201和电流曲线202，二者在纵轴上彼此偏离，以清楚地进行显示。
可以看出，在第一时段204期间，在所施加电压阶跃变化之后，所施加电压201为高，经过可变负载电路2的电流202也为高。在此短的第一时段104期间，齐纳二极管Z2两端的电压增大——通过对电容器C3进行充电使增速减缓，并且可变负载电路2充当固定阻性负载。一旦齐纳二极管Z2两端的电压超过约5.6V的阈值，则齐纳二极管Z2击穿，这使可变负载电路的第二运行时段205开始。在第二时段205中，可变负载电路2充当恒流下沉。所施加电压的绝对幅度一般在第二时段205期间减小，一旦齐纳二极管Z2两端的电压降至该阈值以下，齐纳二极管Z2便停止传导；这使第三运行时段206开始，在该第三运行时段期间可变负载电路2回复成为固定阻性负载电路。
虽然已经结合双线正相调光器电路描述了可变负载电路2的使用，但是该可变负载电路可以便利地与其他调光器电路一起使用。
如果反相双线调光器连接到可变负载电路2，运行将如上文参考图6所述进行，只是充电将典型地出现在半周期的第三部分6期间。当然，如果该电路与需要在调光器周期的第一和第三部分均进行充电的调光器电路一起使用，这些将同样有效。
如果可变负载电路2与基于FET的调光器一起使用，则在半周期的第二部分期间通过的最小电流并不必要。然而，可变负载电路2仍可以与此类调光器一起使用，并且与简单地在电路中放置电阻器或其他无源负载相比将更为效率。
虽然上文已经描述了固定电路部分、二次负载部分、触发电路部分、电荷存储部分的实施例，但是这些实施例不应被认为是限制性的。对读者显而易见的是，使用不同的电路布局可以获得相似或相同的功能性。在某些实施方案中，二次负载电路部分可以包含形成恒流下沉所必要的所有元件。在这样的实施方案中，该电路可以被配置为，在所施加的交流信号的每个半周期期间，在固定负载电路部分和二次负载电路部分之间切换。这样，在任一时刻，固定负载电路部分和二次负载电路部分中仅有一个处于使用中。