使用FFT处理器的正交解调器 【技术领域】
本发明涉及数字不均衡校正的方法和设备。具体而言，本发明涉及适于在为多载波应用而设计的接收机中使用的设备。
背景技术
近年来，随着电信地发展，往往将接收机设计用于所谓的多载波应用，以便能够接收由多个载波组成的信号，每个载波源自不同的发射器。例如，这类应用会出现在与例如频率分集有关的情形中。
本发明涉及用于这种多载波应用的宽带双(或多)分支接收机。使用宽带双(或多)分支转换器将包含多个信道/载波的有关完全RF频段(射频)转换到低通限制的频段。该低通限制的频谱将由模拟分支后的低通ADC(模数转换器)转换成数字数据。
确切而言，由于每个独立信道还在IF(中频)频率上，这表示低IF接收机。这里使用术语“直接转换”强调通过I/Q(或多分支)转换器将完全RF频段转换到基带，低通采样并转换成数字信号。该数字信号通常包含数个独立信道，然后通过数字滤波器将这些独立的信道分离。可选地，它包含一个宽带信道，如OFDM(正交频分复用)或任意信号。
图1显示出I/Q转换接收机的主要模拟部件。输入的RF信号提供给输入端1。输入的RF信号包含一个或多个分立信道(多载波信号)，且该信号可源自数个独立的发射器。多分支接收机(RX)意味着具有一个天线，且原则上仅有一个接收机，不过，接收机具有数个并行分支，以处理来自一个天线的信号。这通常为直接转换接收机。在超外差接收机中，通过滤波器抑制镜频。在直接转换接收机中，镜频过于接近，以致不能被过滤。两个分支允许分离镜频，尽管使得在每个分支中的内容受损。以不同相位添加第三个或更多分支将允许校正硬件误差(如DC偏移)。简而言之，分集用于克服路径失真，多分支用于克服硬件失真。
下面，“分支”用于表示硬件分支和/或信号路径，而“分量”(如I和Q分量)用于表示信号的数学表述模型。换而言之，在数学上通过信号的分量(I和Q分量)来描述信号，可将这两个分量进行数字化处理：若串行处理，为此需要一个硬件分支，然而若并行处理的话，则需要两个(或多个)硬件分支。因此，如图1所示的模拟RF前端具有两个独立的分支(或用于信号分量的路径)，一个用于Q-分量，一个用于I-分量。
跟在RF输入端1之后的带通滤波器BPF 2选择特定的频带。使用低噪声放大器LNA 3将如此选出的频带放大，并提供给功率分路器4，功率分路器将信号分成两个分支。分离信号的各个分支分别提供给相应的混频器5a，5b。在各个混频器5a，5b中，使用自本机振荡器6提供的相应信号，对分离信号分量(承载在相关分支中)进行混频。使用锁相环PLL 6b和振荡器元件6a，本机振荡器6产生两个相互相移90°的振荡输出信号，如正弦和余弦信号。随后使混频的信号分别经过低通滤波器LPF 7a，7b的低通滤波，放大器8b，8b的放大，并最后通过各自的中间低通滤波器LPF 9a，9b输出。这些输出分别指定为I输出10a和Q输出10b。I输出10a表示信号的同相分量，而Q输出表示信号的正交分量。
分别在混频器5a，5b下游的低通滤波器7a，7b，从经过BPF 2滤波后的剩余频段内选择一所要的信道(或多个所要的信道，依据滤波器的通带宽度而定)。如图1所示双分支或I/Q接收机就其本身而言是公知的，在美国专利US-A-4 633 315中披露了一种电视应用的示例。
该体系结构的其中一个关键缺陷是接收机中的两个(或多个)信号分支的幅度(增益)和相位不均衡。在单载波接收机(RX)中，该I/Q-不均衡降低了接收机的信噪比S/N，并导致性能下降。
因此，需尽量校正这种I/Q不均衡。例如，在欧洲专利EP-A-0 305603和美国专利US-A-6 044 112中披露了在双分支接收机中的增益和相位校正。然而，这些现有技术专利涉及用于单载波应用的真实直接转换接收机。
然而，在多载波接收的情形中，两个分支(即I和Q分支)的幅度和相位的不均衡导致以等频率差定位在本机振荡器6频率之上和之下的频率处的信道的干扰。I-和Q-分支的相位以及幅度的差使实际镜频抑制限制到约30dB，而对于GSM多载波应用，需要超过65dB直至95dB的镜频抑制。注意，镜频抑制是通过将具有适当相位和幅度的I/Q-信号相加来实现。可实现的镜频抑制可由两个分支(I，Q)的幅度和相位的失配(不均衡)直接算出，该失配反过来直接与分量容限有关。
在现有技术中，为解决与多无线/多信道设置有关的问题，主要存在两种方法：
-到高IF和IF二次采样的单转换。然而，当前可获得的模数转换器(ADC)并不足以胜任，各个制造商要付出许多努力来解决该问题。
-到低IF和低通采样的双转换。然而，这需要RF级段极具线性。该方法使当前可获得的技术近乎切实可行。尽管看起来切实可行，但还涉及到相当高的实现成本。此外，双IF方法易于造成假响应(spurious response)，且对于不同的RF频段需要不同的IF频率。
此外，I/Q-误差校正正处于研究阶段，关于I/Q-误差校正已提出多种方法。不过，这些文献关注于对单信道或OFDM应用的校正算法，其中有关频段来自一个单信号源。然而，各载波源自不同发射器(TX)的多载波应用必须处理高得多的动态范围。在Tampere University ofTechnology的Mikko Valkama于2001年发表的论文中讨论道，使用模拟或使用数字技术提高基本正交下变转换方案的镜频信号衰减的任务，在近年来的文献中得到一定程度的解决，其中讨论了数种不同的思路。一般而言，在数字方法中，解决方式是估计在I和Q分支幅度和相位之间的有效失配。然后，利用这些估计，使用某种校正网络恢复理想匹配条件(相同幅度和90°的相位差)。然而，这些方法大多数都存在不能补偿取决于频率和/或时间的幅度和相位失配的问题。此外，大多数提出的估计技术是基于已知的检测或校准信号，从而使它们在正常接收机操作期间的使用变得复杂。
从而，已知方法的缺点为以下的一个或多个的组合：
-不能补偿频率相关失配
-不能补偿时间相关失配
-需要检测或校准信号。
即便M.Valkama在他的论文以及出版物“Statistical SignalProcessing Technique for Imbalance Compensation”中有所论述，但这是基于对期望信号和干扰信号使用某些假设，以便能够在无需检测信号的条件下补偿幅度和相位失配，以及补偿频率和时间相关性。然而，为正确发挥作用，必须校正所假设的频率相关性模型。否则，不会获得所期望的结果。然而，对于快速变化信号的情形，如在GSM系统中，时间相关性的估计也是个问题。
总之，多载波信号的直接转换对于蜂窝应用而言当前仍不可行。
【发明内容】
因此，本发明的目的在于提供一种能够对多载波信号实现直接转换的改进型数字不均衡校正方法和设备。
根据本发明，上述目的例如通过包括以下装置的数字不均衡校正设备来实现：
输入装置，用于在各个输入端接收来自I/Q转换器阶段的包含多个信道的第一输入信号，每个输入端与相应的信号分支相关，
时间到频率域变换装置，用于执行所述第一输入信号从时域到频域的变换，变换结果表示为所述各个第一输入信号的功率谱，
减法装置，设置用于在其输入处接收由所述相应变换的第一输入信号的功率谱表示的第二输入信号，以及在其输出处输出作为频率的函数的增益差，
交叉相关装置，设置用于在其输入处输入基于所述第一输入信号的第三输入信号，并输出所述第三输入信号的交叉相关，所述交叉相关输出与所述各个第三输入信号之间的相位误差成比例，
增益校正装置，布置在所述各信号分支的一个中，用于在其输入处接收基于所述相关的第一输入信号的第四输入信号，其中，基于所述功率差谱对所述第四输入信号的增益进行校正，以使所述第四输入信号的所述增益与所述第一输入信号中另一个的增益相等，以及
相位校正装置，布置在所述各信号分支的一个中，用于在其输入处接收基于所述相关的第一输入信号的第五输入信号，其中，基于所述交叉相关输出对所述第五输入信号的相位进行校正，以使所述第五输入信号的所述相位与所述第一输入信号中另一个成正交关系。
此处“正交关系”表示信号(I和Q分量)成由设备配置定义以彼此正交的度数。在优选和理想情形中，这表示严格90°相移。不过在实际实施中，通过校正所获得的正交关系可与理想情形有所偏差。仍可接受和可达到的偏差度数取决于例如在相位校正中所用延迟元件的分辨率和/或相位不均衡检测的分辨率。(注意，通常的RF I/Q转换器表现出约2-5度的相位误差。)多载波应用的必需和/或期望的精确度约为0.01度的量级，这被看作是接近于“理想”正交。因此，此处的正交关系表示相位不均衡在约0.01度或更小的量级。
根据其他有益改进，
-所述输入装置还包括模数转换器装置，用于将模拟输入数据转换成数字数据，
-设置有信道化器装置，用于在其各个输入处接收基于与所述相应信号分支相关的所述第一输入信号的相位校正和增益校正的信号，并用于将所述信号解调成各个分立的信道，
-所述相位校正装置包括可控延迟元件，
-所述增益校正装置包括可控放大元件，
-在所述信号分支的一个中，所述第一输入信号等于第三输入信号，而在其他所述信号分支中，所述第一输入信号等于第四输入信号，第三输入信号等于第五输入信号，且第三和第五输入信号等于增益校正的第四输入信号，
-在所述信号分支的一个中，所述第一输入信号等于第三输入信号，而在其他所述信号分支中，所述第一输入信号等于第三和第四输入信号，且第五输入信号等于增益校正的第四输入信号，
-在所述信号分支的一个中，所述第一输入信号等于第三输入信号，而在其他所述信号分支中，所述第一输入信号等于第三和第五输入信号，且第四输入信号等于相位校正的第五输入信号，
-所述增益校正装置和所述相位校正装置布置在相同的相应信号分支中，
-所述增益校正装置和所述相位校正装置布置在所述信号分支中的各不同信号分支中。
此外，上述目的例如通过包括以下步骤的数字不均衡校正方法来实现：输入包含多个信道并由I/Q转换产生的第一输入信号I-in，Q-in；对所述输入的第一信号进行时间到频率域变换，以执行所述第一输入信号从时域到频域的变换，变换结果表示为所述各个第一输入信号的功率谱；将所述各个变换的第一输入信号的功率谱相减，并输出作为频率的函数的增益差；基于所述输入信号执行交叉相关，并输出与所述各个相关输入信号之间的相位误差成比例的所述交叉相关；基于所述功率差谱执行所述输入信号的增益校正，以使所述输入信号的所述增益彼此相等；基于所述交叉相关执行所述输入信号的相位校正，以使所述输入信号的所述相位彼此成正交关系。
根据对该方法的其他有益改进，
-所述相位校正步骤包括控制延迟，
-所述增益校正步骤包括控制放大，
-所述输入步骤还包括模数转换，以将模拟输入数据转换成数字数据，以及
-所述方法还包括信道化步骤，用于基于所述第一输入信号对相位校正和增益校正的信号进行处理，并将所述信号解调成各个分立的信道。
通过本发明，基本能够实现以下优点：
-与前述先前已知的单IF转换方法相比，本发明大大降低了ADC的要求条件，使得可获得的ADC足以应用于多载波应用，
-大大降低了以上提及的两种方法的复杂性和成本，此外，还对各种RF频段的适应性(多频段无线)越发灵活。
从而，本发明提供了一种使用数字处理估计和/或计算在接收机中的相位和幅度误差和/或模拟IQ解调器的不均衡的方法。这允许在多载波接收机中使用直接转换体系结构。使用接收的天线信号本身使得能够估计在调制器中的不均衡，而无需特殊检测信号。
对于多载波接收机，看起来没有其他用于估计模拟IQ调制器中IQ不均衡的可行方法。如果能够适当估计IQ均衡以及进行补偿，它允许使用将接收信号转换到基带频率的数字域的直接转换体系结构。这导致接收机的最小复杂性以及AD转换器的最容易达到的要求条件。由于不需要任何中频，直接转换体系结构还避免在接收机中非常麻烦的频率规划过程。
在不进行不均衡校正的情况下，迫使多载波接收机对中频信号进行模数转换。这对转换器及其时钟提出极为苛刻的要求。此外，找到在单或双转换多载波接收机中的合适中频并不容易。对于多频段和多载波接收机，找到所有频段的公共中频甚至不可能。有利的是，本发明能够避免所有这些问题。
【附图说明】
下面，将参照附图，更详细地描述本发明，其中：
图1显示I/Q接收机的主要模拟部分，
图2显示根据本发明的数字不均衡校正设备的实施例，
图3a至3d显示对如图2所示实施例的修改，
图4显示出不均衡校正设备的另一实施例，
图5显示出不均衡校正设备的另一实施例，以及
图6显示出不均衡校正设备的另一实施例。
【具体实施方式】
下面，将参照附图，详细描述本发明。
图2显示出根据本发明的数字误差校正设备的实施例。误差校正设备可用作为在例如图1所示I/Q转换接收机的模拟部分之后的后继级段。然而，可将它用作为也在其他种类多分支接收机之后的用于不均衡/误差校正的随后级段，只要这些接收机输出以多相位振荡器信号转换的信号分量即可。例如，还可将不均衡(误差)校正设备与双正交接收机或三相接收机的输出相连。首先，将描述如图2所示的实施例的结构。如图所示，在各个输入端将图1结构的I/Q输出作为信号I-in和Q-in输入。分别将每个信号I和Q提供给相应的I和/或Q信号分支，其中分别使用A/D转换器装置11a，11b分别对其进行模数转换。这些输入端形成用于将I和Q信号作为包含有多个信道的第一输入信号接收的输入装置的部分。
此外，将A/D转换的I和Q信号输入到时间到频率域变换装置12(FFT)，变换装置12用于执行所述第一输入信号从时域到频域的变换。在变换装置12的输出处的变换结果表示为所述各个第一输入信号的功率谱(因此可表示为功率对比I以及Q信号和/或信号分量的第一输入信号中包含的不同频率的曲线)。
变换装置12的输出作为由所述各个变换的第一输入信号的功率谱表示的所谓第二输入信号(如先前所述)被输入到减法装置13。减法装置在其输出处输出功率差谱，它表示不同接收机分支之间的频率相关增益差。
注意，如果应用所谓的复FFT，则减法装置包括幅度检测器。复FFT需要稍大的处理功率，但允许更精确的相位误差估计。在图4至6中表示出复FFT的使用。如图2至3d所示的“简单(plain)”快速傅里叶变换(FFT)主要给出功率谱(如前所述)。复FFT表示计算幅度和相位，使得通过附加幅度功能块，仅使用值的幅度，而将相位忽略(如数字信号处理器DSP的典型功能)。关于使用FFT还是复FFT的判决取决于可承受的复杂度以及所期望的精度。在原则上，在图2至3d也可使用复FFT，而在图4至6中也可使用“简单”FFT。此外，应注意，除FFT外，还可应用“简单”或“复”的DFT(离散傅里叶变换)，这类似于FFT的使用，不过在图中未示出DFT的使用。
此外，不均衡校正设备包含交叉相关装置15，交叉相关装置15设置用于在其输入处接收基于所述第一输入信号的第三输入信号。(注意，第三输入信号可为第一输入信号本身和/或基于经过处理(例如，通过增益校正和/或功率调节等，后面将会描述)的第一输入信号的信号)。交叉相关装置15输出所述第三输入信号的交叉相关。交叉相关输出与所述各个第三输入信号之间的相位误差成比例，即表示在各个信号分支中的I和Q信号之间的相位误差。注意，交叉相关通常为两个独立信号之间相关的测量。也就是，它确定两个信号的相关程度。正交信号是不相干(不相关)的，从而，它们的交叉相关结果会为零。
减法装置13的输出提供给增益校正装置14，增益校正装置14布置在所述各信号分支的一个中，在其输入处接收基于所述相关的第一输入信号的第四输入信号，其中，基于所述功率差谱对所述第四输入信号的增益进行校正，以使所述第四输入信号的所述增益与所述第一输入信号中另一个的增益相等。(注意，在如图2所示结构中，此处在I信号分支中，第一和第四输入信号彼此相同。)
此外，在所述各信号路径的一个中设置有相位校正装置16，相位校正装置16在其输入处接收基于所述相关的第一输入信号的第五输入信号，其中，基于所述交叉相关输出对所述第五输入信号的相位进行校正，以使所述第五输入信号的所述相位与所述第一输入信号中另一个成正交关系。
此处“正交关系”表示信号(I和Q分量)成由设备配置定义成彼此正交的度数。在优选和理想情形中，这表示严格90°相移。不过在实际实施中，通过校正所获得的正交关系可与理想情形有所偏差。仍可接受和可达到的偏差度数取决于例如在相位校正中所用延迟元件的分辨率和/或相位不均衡检测的分辨率。(注意，通常RF I/Q转换器表现出约2-5度的相位误差。)对于多载波应用必需和/或期望的精确度约为0.01度的量级，这被看作是接近于“理想”正交。因此，此处的正交关系表示相位不均衡在约0.01度的量级或更小。
(注意，在如图2所示的结构中，此处在I信号分支中，第三和第五输入信号彼此相同。)
注意，为说明对设备结构的后续修改，出于方便考虑，对不均衡(也称为误差)校正设备各个分支的输入信号指定了编号。
如上所述，图2表示这样的情形：在所述信号分支的一个，即Q中，所述第一输入信号等于第三输入信号，而在其他所述信号分支，即I中，所述第一输入信号等于第四输入信号，第三输入信号等于第五输入信号，且第三和第五输入信号等于增益校正的第四输入信号(即，增益校正装置的输出信号)。
根据如图3d所示的对该结构的修改，在所述信号分支的一个，即Q中，所述第一输入信号等于第三输入信号，而在其他所述信号分支，即I中，所述第一输入信号等于第三和第四输入信号，且第五输入信号等于增益校正的第四输入信号。
另外，在另一修改(在图中未示出)中，在所述信号分支的一个，即Q中，所述第一输入信号等于第三输入信号，而在其他所述信号分支，即I中，所述第一输入信号等于第三和第五输入信号，且第四输入信号等于相位校正的第五输入信号。这对应于与如图3d类似的结构，只不过将装置14和16的顺序互换。
至此，描述了实施例以及修改变型，其中所述增益校正装置14和所述相位校正装置16布置在同一对应信号分支中。选择用于同相分量的分支I作为例子。不过，装置14和16可均布置在正交分量分支Q中。
另外，可将所述增益校正装置14和所述相位校正装置16布置在所述信号分支的各个不同分支中。这样布置的示例如图3a至3c所示。注意，根据对图3c的修改(未示出)，还可将所述增益校正装置14和所述相位校正装置16互换，使得增益校正可对Q信号分量执行，而相位校正可对I信号分量执行。
在任何结构中，所述相位校正装置16包括可控延迟元件，通过它可校正相位。同样，所述增益校正装置14包括可控放大元件，通过它可校正增益和/或功率。
在如图4所示不均衡校正设备的另一实施例(也执行复FFT)中，交叉相关装置接收时间到频率域变换装置的输出作为其输入。换而言之，在如图4的布置中，第三输入信号等于第二输入信号，而其余结构与如图2所示结构相同。
至此结合附图2至4描述的实施例示出在时域中对(输入)信号执行增益/相位校正的结构。
图5和6显示了包括复FFT的其他实施例的两个示例，它们采用在频域中执行增益和相位校正的结构。也就是，当经过时间到频率域的变换时，变换装置的输出(I/Q分支和/或路径)经过增益/相位校正。
例如，在图5中，并考虑在频域中的I分支，第二，第三和第四输入信号相同，而在频域中的Q分支，第二和第三输入信号相同。第五输入信号为增益校正的第四输入信号的输出信号。
图6显示出对如图5所示实施例的变型，据此在不同分支中执行增益/相位校正，即，它们其中之一在I分支中，另一个在Q分支中。此外还可想到与结合图3a至3d给出的那些实施例相似的修改变型。
从而，I和Q分量与各自信号分支相关。然而在此联系中应注意，在FFT处理后每个信号分支具有时域表示以及频域表示(除FFT外，还可应用离散傅里叶变换DFT)。从而可将增益/相位不均衡校正装置布置在时域信号分支中或频域信号分支中。
至于在如图2至3d所示“简单”FFT与如图4至6所示复FFT之间的差别，参照如以上给出的描述。
误差校正装置的输出提供给信道化器装置17，信道化器装置17设置用于在其各个输入处接收基于与所述对应信号分支相关的所述第一输入信号的相位校正和增益校正的信号，以及用于将所述信号解调成各个分立信道，并在端子18处输出。
至此，根据不同功能块基本描述了本发明，可将它们实现为专用硬件或软件算法。例如，本发明按照它们的功能行为实现为例如通过数字信号处理器DSP单元，ASIC(专用集成电路)，或FPGA(现场可编程门阵列)实现的硬件元件。
下面，将集中描述根据本发明的误差校正设备的功能行为。
自I/Q转换器(如图1)的模拟输出通过A/D转换器11a，11b进行数字化。这里，I-和Q-分支信号分量都包含由处在载频之上和之下的频率组成的相同信号。在信道化器中得出上和下边带(通过使用合适的相位(+/-90度)对I/Q-信号进行加、减)。在良好匹配分支的理想情形中，将上和下信道完全分离。
输入的RF信号可通过以下方程来表示：
VRF=Σi=1...NAi(t)cos(ωit+Θi(t))---(1)]]>
VLO_I＝cos(ω0t) …(2a)
VLO_Q＝sin(ω0t) …(2b)
其中，VRF表示在RF信号(图1)中包含的频率ωi处的各个信道的信号。VLO_I和VLO_Q表示用于与(功率分离的)输入信号混频的各个本机振荡器信号。
经过频率转换后，I和Q分支的信号为：
VI＝VRFcos(ω0t) …(3a)
VQ＝VRFsin(ω0t) …(3b)
将方程(1)分别代入(3a)和(3b)，应用某些三角函数相加定理产生：
VI=1/2Σi=1...NAi(t)cos((ωi-ω0)t+Θi(t))]]>
其中，ε表示I-与Q-分支之间的幅度差，表示相位差。注意，将相加项cos(ωi+ω0)t省略掉，这是由于它们被低通滤波器(反失真滤波器)7a，7b，9a，9b所抑制。
由于这些相位和幅度误差(或不均衡)，来自本机振荡器频率的任意侧的信号会重叠，导致在期望信道内的较大干扰。也就是在RF频段内包含的信道彼此干扰。
本发明目的在于在信道化器装置中进行最后信道选择之前基于相位和/或幅度对这样的I/Q不均衡进行校正。
幅度误差校正
对于幅度误差校正，首先在每个信号分支I，Q上执行傅里叶分析(FFT，快速傅里叶变换，或DFT，离散傅里叶变换，或“复”快速傅里叶或“复”离散傅里叶变换)，以将时域信号VI和VQ变换到频域中。傅里叶分析例如FFT的结果表示在每个分支中的功率谱。原理性的FFT算法本身是公知的。基于两个获得的功率谱，即，一个用于I分支，一个用于Q分支，通过将功率谱彼此相减获得在每个频率处的功率差以作为幅度误差ε的直接测量。基于所获得的功率差，得出所需的均衡器系数，以在I-或Q-分支中校正频率相关I/Q-增益差。可选地，可通过例如幅度误差量的一半校正每个分支，一个路径被衰减，而另一个被放大，从而使I和Q分支信号的幅度得到均衡。注意，在每个路径上通过数字信号处理来执行傅里叶频谱变换(例如，FFT或DFT)。由于在功率谱中下变转换的相移消失，两个分支的结果频率相关功率谱相同。I和Q之间的任何差表示在每个频率点处的幅度误差/不均衡，现在能够通过均衡器在A/D转换器分辨率和DSP处理功率的精度内将其校正。由于对该操作使用最初的输入频谱，无需检测信号；如果需要，对每单个抽样或仅在选择的频率点(已对应于相应信道)能够实现校正。尽管诸如FFT的傅里叶变换需要极大的处理功率，但处理功率的总体增加并不显著，这是由于诸如FFT的傅里叶变换主要执行信道化。
相位误差校正
相位误差有两个独立的来源：
-本机振荡器L0频率的移相器误差
-I/Q路径的不同相位延迟
本机振荡器的移相器误差通常影响最大，这是由于低通滤波器对于多载波接收机而言是宽带的。移相器误差引入与频率无关的相位误差。根据要求条件，与频率无关的相位校正可能行之有效，并可通过以下方式来实现：
获得I/Q-信号的交叉相关。其结果与相位误差以及总信号功率成比例。可将相关器输出相对信号功率进行归一化，以接收与直接校正的相位误差成比例的误差信号。可选地，将其用在反馈环路中，以使在某种迭代过程中的相位误差最小，这主要通过以下方式实现：计算交叉相关函数，如果不为零，则延迟一个分支，并重新计算。重复此过程，直到为零(即，理想正交关系)，或直到预配置和/或可选/可编程的最小值，即获得足够的正交关系。
执行对I-或Q-信号分量的内插(或过采样)(根据其中所应用的分支相位校正)，以实现所需的相位分辨率，然后将相应的信号延迟，以便使交叉相关信号变为零或至少使其最小。在反馈环路配置的情况中，实施该过程，直到交叉相关结果等于零(或降至预定阈值以下)。
另外，借助数字信号处理计算I-和Q-信号分量的交叉相关函数。尽管两个信道最初包含同样的频谱，然而在完全90度相移的理想情形中，I-和Q-信号不相关。将交叉相关的结果用来对I-和Q-信号分量之间相位误差进行校正。
如果交叉相关结果不降到特定阈值以下，则另外在随后描述的解调之后，或通过应用复FFT和如图4-5所示的结构，必须对频率相关相位误差进行校正。
也就是，对于解调，在数字I/Q转换(信道化器17)中将I-和Q-信号分量解调，通过低通滤波器抑制相邻的信道。可将该第二，数字，频率转换看作是理想的，但模拟过程的最初相位误差仍然存在。
从而，如以上所述，根据本发明的接收机主要包含以下级段：
多分支接收机，具有两个或更多个分支，用于将包含不同相移并包括多个信道(频率)的RF频段转换成包含至少一个，但通常为多个信道的低通限制的基带信号，
基于傅里叶变换，如FFT，的频谱分析，以确定在多个接收机分支内的功率谱，和减法器，用于计算分支的频率相关校正因子，
IQ-幅度不均衡校正级段，通常由用于执行增益校正的可编程均衡器组成，
交叉校正计算功能，用于计算在各个路径的信号分量之间的相位误差，
内插器和移相器，包括在相位校正装置中，用于按需校正所检测/测量的相位误差；
相加电路(提供在信道化器中)，用于将合适相位与RX分支的信号组合，以选择任意期望边带。
最后，提供包含抽选器的一个或多个第二，数字转换级段(信道化器)，以将期望信道解调。
可选地，可提供每个信道的交叉相关器，以确定每个信道的相移，此外，可选地，可提供每个信道的第二移相器，以校正每个信道的相移。
另外，数字误差校正设备没有必要非要如同该框图所示以及以上给出的描述那样实现。 存在着多种其他的可能方式：
例如，在很难切确估计相位不均衡的情况下(例如，就所需的处理时间，在一个步骤中达到的精度等而言)，可采用某种反馈控制环路使相位不均衡最小。在I-Q域中联合对相位和幅度不均衡进行估计，并在矢量乘法器中进行校正，其中还可使用某种控制环路结构。通过例如FFT来测量幅度不均衡的频率相关性，不过在时域中仍实现校正。此外还可想到在信道化器内，即在频域中，执行幅度校正。还可使用多种其他方法来实现。
另外，本发明并不限于直接转换，若跟随有模拟IQ-解调器，还涉及单或甚至多转换，这也是切实可行的，这是由于与直接在射频RF上解调相比，在固定和相对较低的频率上更容易产生高质量的解调器。
尽管以上通过一定程度地关注硬件实现方面描述了本发明，不过当然可以理解，本发明同时致力于一种用于数字不均衡校正方法的相应方法，其实施可以独立于任何特定硬件，并且该方法包括以下步骤：输入包含多个信道和由I/Q转换产生的第一输入信号I-in，Q-in；对所述输入的第一信号进行时间到频率域变换，以执行所述第一输入信号从时域到频域的变换，变换结果表示为所述各个第一输入信号的功率谱；将所述各个变换的第一输入信号的功率谱相减，并输出作为频率的函数的增益差；基于所述输入信号执行交叉相关，并输出与所述各个相关输入信号之间的相位误差成比例的所述交叉相关；基于所述功率差谱执行对所述输入信号的增益校正，以使所述输入信号的所述增益彼此相等；基于所述交叉相关执行对所述输入信号的相位校正，以使所述输入信号的所述相位彼此成正交关系。
根据该方法的其他细节，
-所述相位校正步骤包括控制延迟，
-所述增益校正步骤包括控制放大，
-所述输入步骤还包括模数转换，以将模拟输入数据转换成数字数据，以及
-所述方法还包括信道化步骤，用于基于所述第一输入信号对相位校正和增益校正的信号进行处理，并将所述信号解调成各个分立的信道。
因此，如以上所述，本发明涉及数字不均衡校正设备，所述设备包括：输入装置，用于在各个输入端接收来自I/Q转换器级段的包含多个信道的第一输入信号，每个输入端与相应信号分支相关；时间到频率域变换装置FFT，用于执行所述第一输入信号从时域到频域的变换，变换结果表示为所述各个第一输入信号的功率谱；减法装置，设置用于在其输入处接收由所述各个变换的第一输入信号的功率谱表示的第二输入信号，以及在其输出处输出作为频率的函数的增益差；交叉相关装置，设置用于在其输入处接收基于所述输入信号的第三输入信号，并输出对所述第三输入信号的交叉相关，所述交叉相关输出与所述各个相关输入信号之间的相位误差成比例；增益校正装置，布置在所述各信号分支的一个中，在其输入处接收基于所述相关第一输入信号的第四输入信号，其中，基于所述功率差谱对所述第四输入信号的增益进行校正，以使所述第四输入信号的所述增益与所述第一输入信号中另一个的增益相等；以及相位校正装置，布置在所述各信号分支的一个中，在其输入处接收基于所述相关第一输入信号的第五输入信号，其中，基于所述交叉相关输出对所述第五输入信号的相位进行校正，以使所述第五输入信号的所述相位与所述第一输入信号中另一个成正交关系。本发明还涉及相应的方法。
尽管参照优选实施例，描述了本发明，但该描述是用于说明本发明，切不应将其理解为限制本发明。在不偏离如所附权利要求限定的本发明真实精神和范围的条件下，本领域技术人员可想到多种修改和应用。