信号与干扰噪声功率比估算方法和装置 【技术领域】
本发明涉及到通信技术领域， 特别涉及到一种信号与干扰噪声功率比估算方法和装置。 背景技术 随着通信技术的不断发展， 着眼于未来的通信技术不断的出现， 但是随着这些技 术的应用各种需要完善的技术问题也不断的显现。在以正交频分多路复用技术 (OFDM， Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing) 为核心技术的第三代移动通讯系统 ( 例如 LTE ： Long TimeEvolution 长期演进系统 ) 和第四代移动通信系统 ( 例如 LTE A ： LongTime Evolution Advanced) 中， 为了使基站 (NodeB) 获取较高的调度增益， 需要用户终端 (UE ： User Equipment) 尽可能的反馈其所在带宽上的信道质量信息， 例如接收信号强度指示 (RSSI ： Received SignalStrength Indicator) 或信号和干扰噪声功率比 (SINR ： Signal Interferenceand Noise Ratio)， NodeB 根据这些反馈信息， 选择对应的调制编码等级 ： 如 果信道质量较好， 则选择高阶调制、 高码率进行信息传输， 反之， 则采用低阶调制、 低码率传 输信息， 这样既保证了较高的信息传输速率， 又保证了信息传输的鲁棒性。在现有的第三 代或第四代移动通信系统中， UE 通过 NodeB 分配的公有导频序列或私有导频序列或专用的 Sounding 序列实现信道质量信息的获取。
在具体实施过程中， 本发明的发明人发现， 估计信号与干扰噪声功率比， 采用导频 估计信号和干扰噪声功率比， 需要根据接收导频获取信号功率信息和噪声功率信息。如果 信号淹没于噪声之中或导频序列不够长， 则信号和噪声功率的估计的误差会很大 ； 采用专 用的 Sounding 序列估计信号和干扰噪声功率比 ( 特别是当多个 UE 共享同一个 Sounding 频带资源时， ) 也会遇到同样的问题。发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种更加准确获取信号与干扰噪声功率比的估 算方法和装置。
本发明提出一种信号与干扰噪声功率比估算方法， 包括 ：
检测 UE 发送的同步序列得到功率检测序列 ；
对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限， 将小于所述第一判决门 限的功率点作为干扰噪声功率点 ； 将大于所述第一判决门限的功率点作为所述 UE 的信号 功率 ；
根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率 ； 根据所述 UE 的信号功率 计算得到信号平均功率 ；
根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率 比。
进一步， 所述根据干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率包括 ：利用公式计算得到所述干扰噪声平均功率 N ； 所述 R(m) 为功率检测序列， 所述 M 为所述功率检测序列的长度， 所述 M′为噪声干扰功率点的点数。
进一步， 所述将大于所述第一判决门限的功率点作为所述 UE 的信号功率后包括 ：
比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第二判决门限， 将大于所述第二判决 门限的功率点作为 UE 的扩频或扩时后的信号功率。
进一步， 所述根据 UE 的信号功率计算得到信号平均功率包括 ： 利用公式计算得到所述信号平均功率 P ； 所述 Pa 为所述 UE 的扩频或扩时后的信号功率， 所述 C 为扩频 或扩时因子。
进一步， 所述根据干扰噪声平均功率和信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功 率比包括 ：
利用公式计算得到所述信号与干扰噪声功率比 SINR。本发明还提供一种信号与干扰噪声功率比估算装置， 包括 ：
检测模块， 用于检测 UE 发送的同步序列得到功率检测序列 ；
对比模块， 用于对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限， 将小于 所述第一判决门限的功率点作为干扰噪声功率点 ； 对比所述功率检测序列中功率点与预设 的第一判决门限， 将大于所述第一判决门限的功率点作为所述 UE 的信号功率 ；
计算模块， 用于根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率 ； 根据所述 UE 的信号功率计算得到信号平均功率 ； 根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率 计算得到信号与干扰噪声功率比。
进一步， 所述计算模块用于采用公式计算得到所述干扰噪声平均功率 N ； 所述 R(m) 为功率检测序列， 所述 M 为所述功率检测序列的长度， 所述 M′为噪声干 扰功率点的点数。
进一步， 所述对比模块还用于比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第二判 决门限， 将大于所述第二判决门限的功率点作为 UE 的扩频或扩时后的信号功率。
进一步， 所述计算模块用于利用公式计算得到所述信号平均功率 P ； 所述 Pa为所述 UE 的扩频或扩时后的信号功率， 所述 C 为扩频或扩时因子。
进一步， 所述计算模块利用公式计算得到所述信号与干扰噪声功率比SINR。 本发明通过采用具有扩频或扩时功能的上行同步序列进行信号和干扰噪声功率 比的估计， 由于检测序列中有扩频或扩时增益， 因此淹没在噪声中的信号因扩频增益而容 易获取， 且上行同步接入序列本身足够长， 满足白噪声序列均值为零的特性， 对噪声功率的 估计更加准确。
附图说明
图 1 为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算方法的一实施例的流程图 ； 图 2 为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算方法的一实施例的具体计算示意 图 3 为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算装置的一实施例的结构示意图。 本发明目的的实现、 功能特点及优点将结合实施例， 参照附图做进一步说明。图；
具体实施方式
应当理解， 此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明， 并不用于限定本发明。
参照图 1， 为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算方法的一实施例的流程图 ；
在 LTE 系统中， 上行同步信道也称之物理随机接入信道 (PRACH ： Physical Random Access Channel)， 其承载的同步信道相应的称之为 PRACH 信号。 UE 在基于竞争的 PRACH 接 入资源上或基于非竞争的 PRACH 接入资源上发送 PRACH 信号， NodeB 在对应的 PRACH 接入 资源上检测 PRACH 信号。本实施例中各步骤均有 NodeB 完成。
在本实施例中预设两个判决门限， 即第一判决门限 T1 和第二判决门限 T2 ； 在功率 检测序列中， 功率点小于所述第一判决门限 T1 的判定为干扰噪声功率点 ； 在大于所述第一 判决门限 T1 的功率点中， 寻找查找大于所述第二判决门限 T2 的功率点， 作为扩频或扩时后 的信号功率 Pa。所述第一判决门限 T1 指的是信号与噪声的判决门限 ； 所述第二判决门限 T2 指的是功率判决门限。 步骤 S101、 NodeB 检测 UE 发送的同步序列得到功率检测序列 ；
UE 在基于竞争的同步接入时频资源或基于非竞争的同步接入时频资源上发送同 步序列， NodeB 在对应的同步接入时频资源上检测同步序列 ；
同步序列检测采用相关算法， NodeB 根据同步根序列 ( 或同步序列 ) 集合与接收 到的同步序列一一做相关运算， 其中所述同步根序列为所述 NodeB 所在小区的所有同步序 列由若干个根序列的循环移位序列构成。如果是根序列与接收到的同步序列相关， 则同一 个检测序列上可能检测出多个 UE 的真实同步检测峰值和同步信息 ； 如果是同步序列与接 收到的同步序列相关， 则每个检测序列上最多检测出 1 个 UE 的真实同步检测峰值和同步信 息； 对相关后的接收到的同步序列作模值平方计算， 得到功率检测序列。
步骤 S102、 对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限 T1， 将小于所 述第一判决门限 T1 的功率点作为干扰噪声功率点 ；
根据第一判决门限 T1， 从整个功率检测序列里面剔除可能的 UE 同步序列功率点， 剩下的就是噪声干扰功率点。
步骤 S103、 根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率 ；
假设功率检测序列为 R(m)， 长度为 M， 噪声干扰功率点的点数为 M′， 则平均噪声
干扰功率的计算为 步骤 S104、 根据所述 UE 的信号功率计算得到信号平均功率 ；
进一步的， 还可以根据所述 NodeB 配置的检测窗长度， 对每一个检测窗内的同步 序列样点与第二判决门限 T2 进行比较， 如果在所述检测窗内找到大于第二判决门限 T2 的
功率点， 则该功率点为某个 UE 的扩频或扩时后的信号功率 Pa ； 如果在该检测窗内没有找到 大于第二判决门限 T2 的功率点， 则说明该检测窗内没有检测到同步序列。假设扩频或扩时 因子为 C， 则 UE 的实际信号的平均功率为 步骤 S105、 根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率计算得到信号与干扰 噪声功率比。
对同一个功率检测序列而言， 其平均噪声功率 N 是统一的， 而不同检测窗内检测 到的同步序列的平均功率 P 可能是不一样的， 这也正反映了不同 UE 有着不同的信号和干扰 噪声功率比。根据得到的 UE 信号平均功率 P 和干扰噪声平均功率 N， 计算出该 UE 的信号和
干扰噪声功率比 SINR， 以下根据图 2 做进一步具体的举例说明 ：
在 LTE 系统中， 上行同步信道也称之物理随机接入信道 (PRACH ： Physical Random Access Channel)， 其承载的同步信道相应的称之为 PRACH 信号。 UE 在基于竞争的 PRACH 接 入资源上或基于非竞争的 PRACH 接入资源上发送 PRACH 信号， NodeB 在对应的 PRACH 接入 资源上检测 PRACH 信号。
假 设 所 述 PRACH 信 号 格 式 采 用 PRACH format 0(LTE 的 PRACH 格 式 有 format 0/1/2/3/4)， PRACH 的同步根序列索引 u ＝ 3， 检测窗的原始长度为 Ncs ＝ 13， 采用加性高 斯白噪声信道， 系统设置 SINR ＝ -10db， 同一个 PRACH 接入资源同时接入 2 个 UE， 2 个 UE 的 PRACH 信号来自于同一个根序列的不同循环移位序列， Threshold 是信号和噪声的判决门 限， 即第一判决门限 T1。Threshold 以上的认为是信号功率， Threshold 以下的认为是干扰 噪声功率。
图 2 中的曲线即为峰值检测序列， 其中的每一个样点表示了该样点的功率， 因此， 去掉可能的峰值点， 其余的样点求均值， 就得到干扰噪声功率 ； LTE 的 PRACH 信号采用 839 倍的扩时处理， 因此检测窗内检测到的峰值大小表示的是 839 点 PRACH 信号功率的累加， 除 以扩时增益因子 C ＝ 839， 得出 PRACH 信号的平均功率。
具体计算方法和计算结果为
根据第一判决门限 T1(Threshold) 剔除 2 个可能信号功率点， 得到平局干扰噪声 功率 N ＝ 0.0236 ；
根据第二判决门限 T2 在 2 个检测窗内各检测出 1 个信号功率点， 表示此时有 2 个 UE 在进行上行同步接入， 记录这 2 个信号功率值并计算其对应 UE 的 PRACH 信号的平均功率 分别为
7P1、 P2、 N 均为线性功率值， 计算每个 UE 的 SINR 并转换为 db 单位， 有102111180 A CN 102111184
说明书5/6 页实际平台设置的 SINR 为 -10db。可以看出， 根据同步信号估计的 SINR 和系统配 置的 SINR 非常接近， 误差很小。本发明不局限于 LTE 系统， 也不局限于 LTE 系统中的不同 PRACH 格式。
根据同步序列估计得到的 SINR， 可以作为后续信息资源调度的重要依据。其有益 效果表现为以下几个方面 ：
适合于同步检测信号的分配带宽和数据业务的分配带宽一致或者近似的系统， 比 如 LTE 系统中的小带宽配置 (1.4MHz/3MHz/5MHz)， 此时根据同步序列估计的 SINR 可以认为 是整个系统带宽的信道质量估计 ；
适合于大带宽配置下的郊区环境， 这种环境配置下的信道较为平坦， 信道变化慢， 根据同步序列得到部分带宽的 SINR 依然可以表征整个系统带宽的信道质量 ；
此外， 同步序列估计得到的 SINR 为同步序列检测之后 NodeB 和 UE 之间的交互信 息的调度提供调度依据， 这些交互信息需要的带宽一般较少， 如果同步序列所占带宽的信 道质量较好， 则可以将其调度在相同带宽， 不同时隙的系统资源上。比如 LTE 系统中 msg3 消息的调度。
本发明实施例通过采用具有扩频或扩时功能的上行同步序列进行信号和干扰噪 声功率比的估计， 由于检测序列中有扩频或扩时增益， 因此淹没在噪声中的信号因扩频增 益而容易获取， 且上行同步接入序列本身足够长， 满足白噪声序列均值为零的特性， 对噪声 功率的估计更加准确。 请参阅图 3 为为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算装置的一实施例的结构 示意图。
本发明实施例是采用上述实施例提供的方法的装置。
所述信号与干扰噪声功率比估算装置， 包括 ：
检测模块 31， 用于检测 UE 发送的同步序列得到功率检测序列 ；
具体的， 所述检测模块 31 采用相关算法， 根据同步根序列 ( 或同步序列 ) 集合与 接收到的同步序列一一做相关运算， 其中所述同步根序列为所述 NodeB 所在小区的所有同 步序列由若干个根序列的循环移位序列构成。如果是根序列与接收到的同步序列相关， 则 同一个检测序列上可能检测出多个 UE 的真实同步检测峰值和同步信息 ； 如果是同步序列 与接收到的同步序列相关， 则每个检测序列上最多检测出 1 个 UE 的真实同步检测峰值和同 步信息 ； 对相关后的接收到的同步序列作模值平方计算， 得到功率检测序列。
对比模块 32， 用于对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限 T1， 将 小于所述第一判决门限 T1 的功率点作为干扰噪声功率点 ； 对比所述功率检测序列中功率点 与预设的第一判决门限 T1， 将大于所述第一判决门限 T1 的功率点作为所述 UE 的信号功率 ；
计算模块 33， 用于根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率 ； 根据所 述 UE 的信号功率计算得到信号平均功率 ； 根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功 率计算得到信号与干扰噪声功率比。
进一步， 所述计算模块 33 用于采用公式计算得到所述干扰噪声平均功率 N ； 所述 R(m) 为功率检测序列， 所述 M 为所述功率检测序列的长度， 所述 M′为噪声 干扰功率点的点数。进一步， 所述对比模块 32 还用于比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第 二判决门限 T2， 将大于所述第二判决门限 T2 的功率点作为 UE 的扩频或扩时后的信号功率。
进一步， 所述计算模块 33 用于利用公式计算得到所述信号平均功率 P ； 所述Pa 为所述 UE 的扩频或扩时后的信号功率， 所述 C 为扩频或扩时因子。
进一步， 所述计算模块 33 利用公式计算得到所述信号与干扰噪声功率比 SINR。 对同一个功率检测序列而言， 其平均噪声功率 N 是统一的， 而不同检测窗内检测到 的同步序列的平均功率 P 可能是不一样的， 这也正反映了不同 UE 有着不同的信号和干扰噪 声功率比。根据得到的 UE 信号平均功率 P 和干扰噪声平均功率 N， 计算出该 UE 的信号和干 扰噪声功率比 SINR， 本发明实施例通过采用具有扩频或扩时功能的上行同步序列进行信号和干扰噪 声功率比的估计， 由于检测序列中有扩频或扩时增益， 因此淹没在噪声中的信号因扩频增 益而容易获取， 且上行同步接入序列本身足够长， 满足白噪声序列均值为零的特性， 对噪声 功率的估计更加准确。
以上所述仅为本发明的优选实施例， 并非因此限制本发明的专利范围， 凡是利用 本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换， 或直接或间接运用在其他相关 的技术领域， 均同理包括在本发明的专利保护范围内。