一种先进电视系统委员会 (ATSC) 数字电视 (DTV) 接收机 背景技术 基于例如先进电视系统委员会 (ATSC) 等标准的无线通信系统, 典型地, 包括发射 机和接收机。接收机被用于再现与通过信道发射的发射信号尽可能接近的信号, 该信道可 能会附加符号间干扰 (ISI) 和噪声并且使发射信号失真。接收机包括均衡器, 它可以倒转 或逆转由信道引起的时变多径信道和干扰的影响。这种 ATSC DTV 接收机可以被用在计算 机系统中。
为了降低由计算机系统和外围设备中的高时钟频率所引起的电磁干扰, 采用了扩 频时钟发生器 (SSCG)。有利的是, SSCG 可以被用于调制时钟信号以降低电磁干扰 (EMI)。 但是, 扩频时钟会产生干扰。由具有例如 40-80MHz(LCD 像素时钟 )、 33.33MHz(PCI 时钟 ), 100MHz(PCI-e) 时钟等基频的多个扩展时钟、 数据总线以及视频信号的谐波所引起的干扰 可以被称为平台噪声 (PFN)。
平台噪声 (PFN) 在便携领域 ( 例如膝上型计算机系统、 上网本、 移动因特网装置, 以及个人数字助理等 ) 中是主要所关切的事。
发明内容 本发明提供了一种在接收机中执行均衡的方法, 包括 : 接收在通信信道上发送的 信号, 确定均衡器的前馈路径中的主要抽头的位置、 平台噪声抽头的位置, 以及前标抽头的 位置, 确定均衡器的反馈路径中的后标抽头的位置、 交叉项抽头的位置, 以及移动抽头的位 置, 以及将反馈路径中的移动抽头与前馈路径中的主要抽头对准, 其中平台噪声抽头的定 位以及移动抽头的定位是用于消除位于主要抽头处的主要抽头上的平台噪声的影响和移 动信道的影响。
本发明还提供了一种在接收机中执行均衡的机器可读存储介质, 包括多个指令, 响应于多个指令被执行, 导致处理器执行如下动作, 包括 : 接收在通信信道上发送的信号, 确定均衡器的前馈路径中的主要抽头的位置、 平台噪声抽头的位置, 以及前标抽头的位置, 确定均衡器的反馈路径中的后标抽头的位置、 交叉项抽头的位置, 以及移动抽头的位置, 以 及将反馈路径中的移动抽头与前馈路径中的主要抽头对准, 其中平台噪声抽头的定位是用 于消除位于主要抽头处的主要抽头上的平台噪声的影响。
本发明还提供了一种执行均衡的接收机, 包括 : 耦合到通信信道的射频调谐器, 其 中射频调谐器是用于接收在通信信道上发送的信号, 耦合到射频调谐器的同步检测器, 其 中同步检测器是用于将脉冲幅度调制信号转换成正交幅度调制信号, 耦合到同步检测器的 均衡器, 其中均衡器进一步包括处理单元和均衡单元, 其中处理单元是用于确定均衡器的 前馈路径中的主要抽头的位置、 平台噪声抽头的位置以及前标抽头的位置, 确定均衡器的 反馈路径中的后标抽头的位置、 交叉项抽头的位置以及移动抽头的位置, 并将反馈路径中 的移动抽头与前馈路径中的主要抽头对准, 其中平台噪声抽头的定位是用于消除位于主要 抽头处的主要抽头上的平台噪声的影响。
本发明还提供了一种系统, 包括 : 平台, 包括一个或多个处理器、 存储器、 显示器装
置以及总线, 以及网络接口卡, 耦合到平台, 其中网络接口卡进一步包括发射机和接收机, 其中接收机是用于, 接收在通信信道上发送的信号, 将脉冲幅度调制信号转换成正交幅度 调制信号, 确定均衡器的前馈路径中的主要抽头的位置、 平台噪声抽头的位置, 以及前标抽 头的位置, 确定均衡器的反馈路径中的后标抽头的位置、 交叉项抽头的位置, 以及移动抽头 的位置, 将反馈路径中的移动抽头与前馈路径中的主要抽头对准, 其中平台噪声抽头的定 位是用于消除位于主要抽头处的主要抽头上的平台噪声的影响。 附图说明
这里所描述的发明是通过举例的方式、 而不是通过限制的方式在附图中进行示出 的。为了示例的简洁和清楚, 图中示出的元件未必按照比例来画。例如, 为了清楚, 一些元 件的尺寸可能相对于其它元件被放大了。 另外, 在认为适当的情况下, 在图中重复了附图标 记以指示相应或者类似的元件。
图 1 示出了根据一个实施方式的接收机 100, 其包括用于降低平台噪声影响的技 术。
图 2 示 出 了 根 据 一 个 实 施 方 式 的 均 衡 器, 其确定前馈和反馈路径中的系数 (coefficient) 或抽头 (tap) 以消除平台噪声的影响并增加信干比 (SIR)。 图 3 是根据一个实施方式的流程图, 其示出了用于确定和选择前馈和反馈路径中 非零值抽头的定位以消除平台噪声的影响并提高 SIR 的技术。
图 4 示出了根据一个实施方式的线图 400, 其描述了用以消除平台噪声和静态多 径以及移动信道的影响并提高 SIR 的在前馈和反馈路径中的各种抽头的定位。
图 5 示出了根据一个实施方式的幅度与相位的图表 500, 其刻画了关于均衡器的 归一化频率的变化。
图 6 是根据一个实施方式的图表 600, 其描述了均衡器性能的大幅改进。
图 7 是根据一个实施方式的图表 700, 其描述了均衡器在恶劣平台噪声条件下以 及使用静态和移动信道时的性能的大幅改进。
图 8 示出了根据一个实施方式的计算机系统 800, 其支持 ATSC DTV 接收机。
具体实施方式
下面的内容描述了 ATSC DTV 接收机的实施方式。在下面的描述中, 阐述了大量特 别的细节 ( 例如逻辑实现、 资源划分、 或者共享, 或者复制实现、 系统组件的类型和相互关 系以及逻辑划分或者集成选择等 ), 以便提供对本发明更全面的理解。但是, 本领域技术人 员将会认识到的是, 本发明在没有这类特别细节的情况下也是可以实现的。 在其他情况下, 控制结构、 门级电路, 以及全软件指令序列没有详细示出以免使本发明难懂。 根据所包括的 描述, 本领域的技术人员将无需过度的实验即可实现适当的功能。
在说明书中提及的 “一种实施方式” , “实施方式” , “实施例” 指示所描述的实施方 式可能包括特定的特征、 结构、 或者特性, 但是每个实施方式不一定包括特定的特征、 结构 或特性。此外, 这些短语不一定指的是相同的实施方式。再者, 当特定的特征、 结构或者特 性与实施方式结合而被描述时, 应理解, 不论有没有明确描述, 结合其他实施方式而影响这 类特征, 结构或者特性是在本领域技术人员的知识范围内。本发明的实施方式可以在硬件、 固件、 软件或者它们的任何组合中实现。 本发明的 实施方式还可以作为存储在机器可读介质中的指令来实现, 该介质可以被一个或多个处理 器读取和执行。机器可读介质可以包括用于以机器 ( 例如, 计算装置 ) 可读形式存储或者 发送信息的任何机构 (mechanism)。
例如, 机器可读介质可以包括只读存储器 (ROM) ; 随机存取存储器 (RAM) ; 磁盘存 储介质 ; 光学存储介质 ; 闪存装置 ; 电、 光、 声学或者其他类似信号。另外, 固件、 软件、 例程 以及指令在此可以被描述为执行某些动作。但是, 应理解, 这类描述仅仅是为了方便, 而这 类动作实际上由运行固件、 软件、 例程以及指令的计算装置、 处理器、 控制器以及其它装置 产生。
在图 1 中示出了 ATSC DTV 接收机 100 的一种实施方式, 其可以支持用以降低平 台噪声影响的技术。在一个实施方式中, 接收机 100 可以包括射频调谐器 110、 同步检测器 120、 同步和定时块 140、 均衡器 (equalizer)150、 相位跟踪器 170 以及解码器 180。 在一个实 施方式中, 接收机 100 可以接收通过信道 105 发送的信号。在一个实施方式中, 信道 105 可 以代表无线电或者空中信道以及发送的信号会由于噪声和其他干扰而受到信道 105 的影 响。 在一个实施方式中, 信道 105 可以被建模为生死型信道 (birth-death type channel)。 在一个实施方式中, 射频 (RF) 调谐器 110 可以接收通过信道 105 发送的不同频率 的信号。RF 调谐器 110, 作为接收机 100 的前端而操作, 可以从信道 105 接收超高频 (UHF) 或者甚高频 (VHF) 的 6MHz 信号。在一个实施方式中, 数字信号可能被扰频 (scramble) 以 及扰频后的数字信号可以采用正交幅度调制 (QAM) 调谐器解扰。锁相环电路可以从 6MHz 信号中的导频音中恢复载波且同步检测器 120 可以被用于残留边带 (VSB) 信号的同步检测 以产生复合基带信号 (complex baseband signal)。
在一个实施方式中, 同步检测器 120 可以接收 8-PAM( 脉冲幅度调制 ) 格式的复合 信号并且可以处理复合信号以产生同相 (I) 和正交 (Q) 分量或数据流。在一个实施方式 中, 同相 (I) 数据流和正交 (Q) 数据流可以被提供给均衡器 150。在一个实施方式中, 实值 8-PAM 信号 x(t) 可以被转换成解析信号 xa(t) = x(t)+jxh(t), 其中正交分量是同相分量的 希尔伯特变换, 然后解析信号可以被波谱平移 -fs/4, 其中 fs 是 VSB 符号速率。
数字信号可包括分段同步序列 (segment sync sequence)、 数据字段同步 (data field sync) 以及 PN 序列 ( 例如 PN 511)。 同步和定时块 140 可采用分段同步序列 (1-1-11 模式, 在 77.3 微秒的每个分段开始部分 (pattern 1-1-11, at the beginning of every segment of 77.3 micro seconds)) 来用于定时同步以恢复适当定相 (properly phased) 的 10.76MHz 符号时钟。同步和定时块 140 可以利用相关技术 (correlation technique) 来执行定时同步。
在一个实施方式中, 均衡器 150 可以抑制多径 / 回波并可以补偿各种失真。 在一个 -1 实施方式中, 均衡器 150 的传递函数可以等于 H (Z), 信道 105 的传递函数 H(Z) 的逆。 在一 个实施方式中, 均衡器 150 的逆传递函数提供恢复或者至少大幅恢复由发射机发送的原始 信号。在一个实施方式中, 均衡器 150 可以采用技术消除主要抽头上平台噪声的影响 (use the techniques to cancel the effect of platform noise on the principal) 并使均 衡器在静态和移动环境中能够快速地收敛 (converge)。在一个实施方式中, 均衡器 150 可 以将能见度阈值 (TOV)SIR 从 M 改进为 X db( 例如, M 可以等于 13db 且 X 可以等于 6db), 这
可以提供 K db( = M-Xdb) 的增益。在一个实施方式中, 均衡器 150 可以进一步通过将主要 抽头设定至 1 个单位幅度来适当地缩放 (scale) 接收数据以将 TOV SIR 改进为 Y db。在一 个实施方式中, Y 可以等于 -15db 且均衡器 150 可以提供 21db 的总体增益 ( 从 6db 到 -15db 的差异 )。
在一个实施方式中, 均衡器 150 可以执行信道估计以准确地估计主径信号功率 ( 不包括干扰功率 )。 在一个实施方式中, 均衡器 150 可以利用交叉相关结果改善 (refine)、 归一化, 并且设置阈值。在一个实施方式中, 阈值上方的峰值可以代表路径, 例如具有最 大幅度的峰值可以代表主要抽头, 早 ( 比主要抽头经历更短的路径 ) 于 ( 即在左边 ) 主 要抽头发生的第一峰值可以代表前标 ( 前回波 ), 而晚 ( 比主要抽头经历更长的路径 ) 于 ( 即在右边 ) 主要抽头发生的第一峰值可以代表后标 ( 后回波 )(In one embodiment, the peaks above the threshold value may represent paths such as a peak with maximum amplitude may represent a principal tap, a first peak occurring earlier(traveled a shorter path than the principal)to(i.e., to the left of)the principal may represent a pre-cursor(pre-echo), and a first peak occurring after a delay(traveled a longer path than the principal)(i.e., to the right of)the principal may represent a post-cursor(post-echo))。在一个实施方式中, 均衡器 150 可以基于信道估计确定主要、 前标、 后标以及交叉项 (cross term) 抽头的定位。在一个实 施方式中, 均衡器 150 可以确定前馈路径中的平台噪声 (PFN) 抽头的定位以消除主要抽头 上平台噪声的影响。在一个实施方式中, 均衡器 150 可以确定在反馈路径中移动抽头的定 位以便有效地减小由时变生死类型信道 105 所引起的延迟接收拷贝的影响。
在一个实施方式中, 均衡器 150 可以确定抽头 ( 例如前标、 后标、 PFN 抽头、 交叉项 抽头、 移动抽头, 以及主要抽头等 )。 在一个实施方式中, 均衡器 150 可以工作为信道 105 的 逆。在一个实施方式中, 如果 H(z) 是信道 105 的传递函数, 则均衡器 150 可以执行信道 105 的传递函数的逆, 其可以表示为如下所示的等式 (1)
E(z) = H-1(z) => E(z)Y(z) = X(z) 等式 (1)
对于主要信号 x(t), 具有幅度 β 和时间提前量 τβ 的前标是 βx(t+τβ), 以及具 有幅度 α 和时间延迟 τα 的后标是 αx(t-τα), 因此接收信号 y(t) 由下述等式 (2) 给出
y(t) = βx(t+λβ)+x(t)+αx(t-λα) => H(z) = (βzλβ+1+αz-λα) 等 式 (2)
在一个实施方式中, E(z) 可以采用下述等式 (3) 来确定 λβ
E(z) = (βz +1+αz-λα)-1 = 1-(βzλβ+αz-λα)+(βzλβ+αz-λα)2 =
1-(βzλβ+αz-λα)+2αβzλβ-λα+β2z2λβ+α2z-2λα 等式 (3)
其中 (β, λβ) 表示前标以及 (α, λα) 表示后标。从等式 (3), 主要抽头 ( 即 1)、 λβ -λα λβ-λα 前标抽头 ( 即 βz )、 后标抽头 ( 即 αz )、 交叉项抽头 ( 即 2αβz ) 可以被计算 以及第二和更高阶的抽头可以根据幅度 α, β 而忽略。
在一个实施方式中, 均衡器 150 的前馈路径可以被用于处理前标以及处理 PFN。 为 了处理 PFN, 额外的 D 个抽头可以在前馈路径中添加至主要抽头的右侧。在一个实施方式 中, 均衡器 150 的反馈路径可以被用于处理后标。
在一个实施方式中, 相位跟踪器 170 可以抑制从均衡器 150 接收的信号中的高频噪声。 在一个实施方式中, 当锁相环电路操作于窄带时, 高频噪声分量可能存在于由均衡器 150 所产生的信号中, 并可能无法抑制通过信道 105 接收的信号中的高频噪声。 在一个实施 方式中, 解码器 180 可以保护信号免受脉冲噪声以及其他干扰的影响。在一个实施方式中, 解码器 180 可以包括 Trellis 以及 Reed-Solomon(RS) 解码器。
图 2 中示出了 ATSC DTV 均衡器 150 的一种实施方式, 其可以支持降低平台噪声影 响的技术。在一个实施方式中, 均衡器 150 可以代表判决反馈均衡器 (DFE)。在一个实施方 式中, 均衡器 150 可以基于 8-PAM VSB 信号的复合 64 参差 QAM(SQAM) 等效物 (a complex 64staggered QAM(SQAM)equivalent of the8-PAM VSB signal)。 在一个实施方式中, 均衡 器 150 可以包括处理单元 201 和均衡单元 202。
在一个实施方式中, 处理单元 201 可以执行信道估计、 均衡器长度和初始化、 均衡 器训练以及这样的其它任务。在一个实施方式中, 处理单元 201 可以使用主路径信号功率 来缩放 (scale) 接收数据, 以便主要抽头的幅度或者值可以等于 1。在一个实施方式中, 均 衡器 150 可以从数据流中提取 PN 序列并且使用出现于数据字段同步开头的 PN 序列 (PN 511, 例如 ) 来决定主路径信号功率。在一个实施方式中, 数据字段同步内的接收 PN 序列可 以与理想的或者标准的 PN 序列交叉相关。在一个实施方式中, 处理单元 201 可以消除相关 噪声、 归一化以及施加阈值, 该阈值可用于识别主要抽头、 前标和后标。 在一个实施方式中, 处理单元 201 可以基于前标和后标相对于主要抽头的偏差来确定主要路径和均衡器长度。 在一个实施方式中, 处理单元 201 可以通过使抽头基于信道估计来设置, 从而初始化均衡 器 150。 在 一 个 实 施 方 式 中, 均 衡 单 元 202 可 以 包 括 前 馈 滤 波 器 (FFF)210、 限幅器 (slicer)250 以及反馈滤波器 (FBF)260。在一个实施方式中, FFE 210 可操作于 10.76MHz 且 FBF 260 可操作于 5.38MHz。
在一个实施方式中, 前馈滤波器 (FFF)210 可以包括延迟元件 205-1 和 205-2, 同 相 (I) 部分包括权重更新块 WU 210、 IQF 抽头块 215 和 QIF 抽头块 220 以及正交部分包括 IQF 抽头块 225、 QQF 抽头块 235 和权重更新块 WU 240。在一个实施方式中, WU 210 可以从 限幅器 250 的同相错误 ‘eI’ 输出来接收控制信号并且更新 IIF 抽头 215 和 IQF 抽头 220。 在一个实施方式中, IIF 抽头 215 和 IQF 抽头 220 的输出可以提供作为求和器块 222 的输入 且求和器 222 的输出可以提供作为加法器 228 的输入。在一个实施方式中, 加法器 228 可 以从反馈滤波器 260 的同相部分接收其它输入并且加法器 228 的输出可以提供作为限幅器 250 的第一输入。在一个实施方式中, WU 240 可以从限幅器 250 的正交错误 ‘eQ’ 输出接收 控制信号并且更新 IQF 抽头 225 和 QQF 抽头 235。在一个实施方式中, IQF 抽头 225 和 QQF 抽头 235 的输出可以提供作为求和器块 242 的输入且求和器 242 的输出可以提供作为加法 器 248 的输入。在一个实施方式中, 加法器 248 可以从反馈滤波器 260 的正交部分接收其 它输入并且加法器 248 的输出可以提供作为限幅器 250 的第二输入。
在一个实施方式中, FFF 210 可以同时 (at a time) 处理两个采样例如 (I0+jQ0, I1+jQ1)。在一个实施方式中, 处理两个符号可在输入处由延迟 205-1 和 205-2 来指示。在 一个实施方式中, 对于时间实例 (time instance)n = 0, 1, DFE 同相和正交输出可以分别是 I0 和 I1 的估计。如果 wfi = wIfi+jwQfi, i = 0, 1, ...Nf-1 是 FFF 权重, 则同相路径中的 IIF 抽头 215 和正交路径中的 QQF 抽头 235 可能等于 (wIfi), 且 FFF 210 的同相路径中的 QIF 抽
头 220 和正交部分中的 IQF 抽头 225 可能等于 (wQfi)。
在一个实施方式中, FBF 260 可以包括同相部分和正交部分。在一个实施方式中, WU 260 可以从限幅器 250 的同相错误 ‘eI’ 输出来接收控制信号并且更新 IIF 抽头 270 和 IQF 抽头 280。在一个实施方式中, IIF 抽头 270 和 IQF 抽头 280 的输出可以提供作为求和 器块 255 的输入且求和器 255 的输出可以提供作为加法器 228 的输入。 在一个实施方式中, WU 285 可以从限幅器 250 的正交错误 ‘eQ’ 输出来接收控制信号并且更新 IQF 抽头 265 和 QQF 抽头 275。在一个实施方式中, IQF 抽头 265 和 QQF 抽头 275 的输出可以提供作为求和 器 256 的输入且求和器 256 的输出可以提供作为加法器 248 的输入。在一个实施方式中, 限幅器 250 可以响应于从加法器 228 和 248 接收输入而产生控制信号。
在 一 个 实 施 方 式 中, FBF 260 可 以 同 时 处 理 每 个 SQAM 符 号, 例 如 (I0-jI1) 或 (-I2+jI3)。如果 wbi = wIbi+jwQbi, i = 1, ...Nb 是 FBF 权重, 同相部分中的 IIF 抽头 270 和 正交部分中的 QQF 抽头 275 可能等于 (wIbi), 且 FBF 260 的同相部分中的 QIF 抽头 280 和正 交部分中的 IQF 抽头 265 可以等于 (wQbi)。在一个实施方式中, 延迟 290-1 和 290-2(z.-2) (2 次幂表示 5.38MHz 率 ) 可以被提供以允许 FBF260 只使用过去的符号 (past symbol)。 例 如, 在 SQAM 时刻 n = 3, 同相 FBF 输出可以基于延迟的 FBF 输入 I0, I1 ; 并且对于正交输出, 延迟输入 I0, I1 或者 I2, I1 可以被使用, 因为 I2 处于更早的采样时刻 n = 2。 在一个实施方式中, 限幅器 250 可以估计发送的符号。在一个实施方式中, 限幅器 250 可以产生同相 (I) 符号和同相错误 (eI) 符号以及正交 (Q) 符号和正交错误 (eQ) 符号。 在一个实施方式中, 限幅器 250 可以通过延迟元件 290-2 向 IQF 抽头 265 和 IIF 抽头 270 提供同相 (I) 符号。在一个实施方式中, 同相错误 (eI) 分量可以被提供作为权重更新单元 210 和 260 的输入。在一个实施方式中, 限幅器 250 可以通过延迟元件 290-1 向 QQF 抽头 275 和 QIF 抽头 280 来提供正交 (Q) 符号。在一个实施方式中, 正交错误 (eQ) 分量可以被 提供作为权重更新单元 240 和 285 的输入。
图 3 中示出了均衡器 150 的操作的一种实施方式, 该操作用于在具有加性高斯白 噪声 (AWGN) 的静态的、 移动环境中消除平台噪声。 例如, 均衡器 150 可以设计用于复杂的环 境, 例如 25dB SNR, 用于以 0 为中心的 1MHz 扩展的 32kHz 调制频率的 PFN, [-25 47] 微秒、 [-10 -10]dB 的静态多径, 200 纳秒延迟的生死多径 ( 移动信道模型 ), 在 0.1 秒内从 -20dB 斜线上升至 -3dB, 稳定 0.1 秒, 然后在 0.1 秒内斜线下降, 20Hz 多普勒。
对于低功率均衡器设计, 考虑移动、 静态和 PFN 的需求, 均衡器 150 设计可以包 括前馈路径中的 607 个抽头, 反馈路径中的 253 个抽头, 其中主要抽头在前馈路径中的位 置 270, 前馈路径中的主要抽头每一边以及两端 ( 主要抽头左边的前标和主要抽头右边 的 PFN 抽头 ) 的 5 个抽头是非零的, 反馈端以及交叉项位置 ( 抽头 115-122) 处的 3 个抽 头是非零的 (For a low power equalizer design, considering the requirements for portable, static and PFN, the equalizer 150design may comprise of 607taps in the feedforward path, 253 taps in the feedback path with a principal tap at location 270 in the feedforward path, 5 taps on each side of the principal tap and both ends (pre-cursor to the left of the principal tap and PFN tap to the right of the principal tap)feedforward path are non zero, 3 taps at feedback ends and cross-term location(taps 115-122)are non-zero)。
在一个实施方式中, 参考上述例子描述了流程图 300, 且流程图 300 描述了用于确 定前馈和反馈路径中的抽头位置的技术。
在块 310, 接收机 100 可以接收在通信信道 105 上发送的信号。在一个实施方式 中, 所发送的信号可以是 8-PAM VSB 格式。在一个实施方式中, 8-PAM 格式的信号可以转换 成包括 I 和 Q 分量的解析信号。
在块 320, 接收机 100 可以基于前标的定位来确定前馈路径中的主要抽头的位置。 在一个实施方式中, 处理单元 201 可以基于延迟值 λβ = 25μsec 确定主要抽头的定位。 在一个实施方式中, 主要抽头发生在前标发生后的 25 微秒。在一个实施方式中, 处理单元 201 可以确定主要抽头的位置。
在一个实施方式中, 前馈路径中的采样速率可以等于 10.76MHz 以及反馈路径中 的采样速率可以等于 5.38MHz。在一个实施方式中, 符号 ‘T’ 秒 ( = 1/5.38e6) 可用于表示 反馈路径中的采样时间周期以及符号 T/2( = 1/10.76e6 = 92.9e-9) 秒可用于表示前馈路 径中的采样时间周期。在一个实施方式中, 主要抽头的定位可由下述等式 (4) 确定。
主要抽头的位置= (λβ/(T/2)) = 25e-6/92.9e-9 = 269 等式 (4)
在一个实施方式中, 在前馈路径中, 抽头的定位从 1 开始到 N, 其中 N 为正整数。 在 一个实施方式中, 前标的位置 (location) 或定位 (position) 可能在 ‘1’ 以及主要抽头可 能发生在抽头定位 270( 主要抽头的位置 + 前标的定位= 269+1 = 270)。在一个实施方式 中, 前标的位置和主要抽头的位置分别被图 4 中的标记 410 和标记 430 示出。 在一个实施方式中, 处理单元 201 可以基于主要抽头的定位来确定前馈路径中的 平台噪声 (PFN) 抽头的定位, 从而 PFN 抽头消除主要抽头处的平台噪声的影响。在一个实 施方式中, 计算机系统和外围设备中由于高时钟频率所引起的电磁干扰可以通过采用扩频 时钟产生技术拓宽时钟信号来降低。在一个实施方式中, 由具有例如 40-80MHz(LCD 像素时 钟 )、 33.33MHz(PCI 时钟 )、 100MHz(PCIe 时钟 ) 等基频的多个扩展时钟以及数据总线、 视频 信号的谐波所引起的干扰 ( 可以称作平台噪声 (PFN)) 是移动环境 ( 即, 笔记本和上网本 ) 中所关切的事, 尤其处于低 SNR 的时候。在一个实施方式中, 多数计算机扩展时钟可以使用 大约 32kHz 的调制频率以及扩展 (FM 信号带宽 ) 可以从 1 变化至 3MHz。在一个实施方式 中, 基于 FM 产生的相关信号基带模型可由下述等式 (5) 给出。
p(nT) = exp(j2π(fscnT+(Bfm/2fm)sin(2πfmnT))) 等式 (5)
其中 ‘fsc’是扩展中心频率 ( 如果在中间, 则 fsc = 0.25fs 并且 fs = 1/T = 10.76MHz 是 ATSC 符号速率 ), fm 是调制频率 (30-60kHz) 以及 Bfm 是扩展 (1-3MHz)。
对于 fsc = 0, p(nT-(1/fm)T) = p(nT) 可能意味着位于 (1/fm)T 处的前馈抽头可 以消除主要抽头处的 PFN 的影响。当 fsc = 0, p(nT) 可以表示周期信号, 从而在主要抽头 处的 PFN 的影响可以等同于在比主要抽头时间上早或晚 1/fm 处的 PFN 的影响。 在一个实施 方式中, 在主要抽头处的 PFN 的影响可以看作是在比主要抽头早 1/fm 时间处的 PFN 的影响 的延迟拷贝。在一个实施方式中, 主要抽头处的接收信号可以包括 PFN 和期望信号。在一 个实施方式中, 为了消除主要抽头处的 PFN 以便期望信号可以被保留, 接收信号可以被允 许通过均衡器 150 的前馈路径, 该均衡器 150 具有设置在离开主要抽头 (1/fm) 时间但是具 有相反的符号的 PFN 抽头。在一个实施方式中, PFN 抽头可以设置在离开主要抽头 (1/fm) 时间点处以便 PFN 抽头可以在前馈路径中位于主要抽头之后。但是, 前标 410 可能会定位
在主要抽头 430 之前。在一个实施方式中, 如果前标 410 在主要抽头的左边, 则 PFN 抽头可 以设置在主要抽头的右边以及与主要抽头之间的距离可以按下式确定。
在等式 (5) 中代入 fsc = 0 得到如下的等式 (6)
p(nT) = exp(j*2*pi(Bfm/2fm)*sin(2*pi*fm*nT)) 等式 (6)
在一个实施方式中, 另一个新的抽头索引 k 可以被引入, 从而 kT = 1/fm, 下面给出 的等式 (7) 是从上面等式 (6) 中用 kT 代入 1/fm 得到。
sin(2*pi*fm*(nT-1/fm)) = sin(2*pi*fm*(nT-kT)) =
sin(2*pi*fm*nT-2*pi*fm*kT) = sin(2*pi*fm*nT-2*pi*fm*1/fm) =
sin(2*pi*fm*nT-2*pi) = sin(2*pi*fm*nT) 等式 (7)
因 此, 对 于 fc ~ 0, p(nT-1/fm) = p(nT)。 在 一 个 实 施 方 式 中, 从上述等式 (5)-(7), 可以推断出位于 (1/fm) 处的前馈抽头可以消除主要抽头处的 PFN 影响。在 ATSC 系统中, 基带采样速率可以等于 10.76MHz( 按 2 来过采样 ) 以及 T/2 的值可因此等于 92.9e-9 秒 (1/10.76e6)。
如上所提到的 kT = 1/fm, 因此 k = (1/fm)/T = (1/32e3)/92.9e-9 = 336.3, 其 介于 336 和 337 之间。在一个实施方式中, 如图 4 中所示出的 PFN 抽头 450 可以设置在离 开主要抽头 337 个定位并且在主要抽头 430 的右边。在一个实施方式中, PFN 抽头的位置 可以等于 607( =主要抽头的位置 +k 的值= 270+337 = 607)。在一个实施方式中, 将 PFN 抽头设置在位置 607 可以使均衡器 150 有效地减小主要抽头上前标 410 的影响和 PFN 的影 响。
在块 340, 处理单元 201 可以给从前标 410 开始的第一数目 (L) 的抽头, 主要抽头 430 周围的第二数目 (M) 的抽头, 以及结束于 PFN 抽头 450 的第三数目的抽头 (S) 分配非 零的实数或复数值。在一个实施方式中, 第一数目 (L) 和第三数目 (S) 可以等于 5 以及从 位置 1 处的前标抽头 410 开始的抽头 2, 3, 4, 5, 和 6 和以位置 607 处 PFN 抽头 450 结束的 抽头 602, 603, 604, 605 和 606 可以被设置为非零的实数或复数值。在一个实施方式中, 主 要抽头 430 在中心位置 270 的抽头 267, 268, 269 以及 271, 272, 和 273( 第二数量的抽头 S) 可以被设置为非零的实数或复数值。
在块 350, 处理单元 201 可以设置剩余的抽头或者除了第一、 第二和第三抽头之外 的抽头为零值。在一个实施方式中, 设置剩余的抽头为零值可以实质上减小非零抽头的总 数 ( = L+M+S) 以及适应常数 (adaptation constant)μ 与非零抽头的总数成反比。结果, 如果非零抽头的总数较小, 均衡器 150 可以快速收敛并且可以有效地跟踪移动信道。
在块 360, 处理单元 201 可以基于后标的滞后或者延迟时间来确定反馈路径中的 后标的位置。 在一个实施方式中, 反馈路径中的采样速率可以等于 5.38MHz。 在一个实施方 式中, ‘T’ 的值可以等于 ( = 1/5.38e6) 且可用于表示反馈路径中的采样时间周期。在一 个实施方式中, 后标抽头的定位可由下面的等式 (8) 来确定。
后标抽头的位置= (λα/T) = 47e-6*5.38e-9 = 252.9 等式 (8)
在一个实施方式中, 后标抽头 460 的位置可以位于 253, 如同在图 4 中所示出。
在块 365, 处理单元 201 可以利用与前标 410 和后标 460 相关联的延迟值 (λβ, λα) 来确定反馈路径中的交叉项抽头的位置。在一个实施方式中, 交叉项可以等于 (2α λβ-λα βz )。 在一个实施方式中, λβ = 25 微秒以及 λα = 47 微秒以及 λβ-λα = (25-47)= -22 微秒以及交叉项位置可以等于 237T/2 间隔或者 118.5T 间隔。由于反馈路径中的采 样速率可以等于 T( = 1/5.38e6), 所以交叉项抽头 470 可以位于位置 119。
在块 370, 处理单元 201 可以参考交叉项抽头 470 的定位并基于移动信道延迟来 确定移动抽头的位置。在一个实施方式中, 移动信道延迟或者多径延迟可以等于 200 纳秒。 在一个实施方式中, 处理单元 201 可以确定移动抽头的位置, 如同在下面的等式 (9) 中所给 出。
移动抽头的位置=移动信道延迟 *T/2 = 200e-09*5.38e6 = 1 等式 (9)
因此, 移动抽头 490 可被设置在从主要抽头 430 平移的位置 1 处。在一个实施方 式中, 移动抽头可以降低在移动信道 105 上发送的信号的接收拷贝中的分量的影响。在一 个实施方式中, 接收拷贝的分量可以由生死型信道 105 的时变特征所引起。在一个实施方 式中, 抽头值可以适应地基于接收拷贝的强度增加或降低。
在块 380, 处理单元 201 可给从移动抽头 490 开始的第五数目 (A) 的抽头 495, 交 叉项抽头 470 周围的第六数目 (B) 的抽头 475, 以及结束于后标抽头 460 的第七数目 (C) 的抽头 465 分配非零的正实数或复数值。在一个实施方式中, 抽头 495 可以包括反馈路径 上的抽头 2, 3, 和 4。在一个实施方式中, 抽头 475 可以包括交叉项抽头 470 位于中心位置 的 116, 117, 118 以及 120, 121, 和 122。在一个实施方式中, 抽头 465 可以包括 250, 251, 和 252。
在块 390, 处理单元 201 可以设置剩余的抽头或者除了第五、 第六以及第七抽头之 外的抽头为零值。 在一个实施方式中, 设置剩余的抽头为零值可以实质上 (substantially) 减小非零抽头的总数 ( = A+B+C) 以及适应常数 (ADP) 可能与非零抽头的总数成反比。结 果, 如果非零抽头的总数较小, 则均衡器 150 可以快速收敛并且可以有效地跟踪移动信道。
图 5 中示出了图表, 该图表描述了在采用 32kHz 频率 (fm) 的调制信号时均衡器 150 的频率响应。在一个实施方式中, 曲线 510 描述了幅度相对于归一化频率的变化。在 一个实施方式中, 曲线 520 描述了相位相对于归一化频率的变化。在一个实施方式中, 曲线 510 和 520 描述了改进的响应, 该响应在更小的程度上影响期望信号并且在很大程度上影 响周期性的平台噪声频率尖峰 (frequency spike)。在一个实施方式中, 曲线 510 的频率 响应描述了干扰或者平台噪声处的一个或多个凹陷 (notch) 以及凹陷的宽度可取决于平 台噪声的扩展。在一个实施方式中, 曲线 520 分别描述了位于归一化频率 0.14( 近似 ) 和 1.88( 近似 ) 单位处的凹陷 511 和 512。在一个实施方式中, 归一化频率 1.0 可能意味着 5.38MHz 以及位于 0.14 和 1.88 单位处的凹陷可能意味着均衡器 150 可能不允许分别位于 0.753MHz( = 0.14×5.38MHz) 和 10.11MHz( = 1.88×5.38MHz) 的平台噪声或干扰通过。
图 6 中示出了图表, 该图表描述了均衡器 150 的信干比 (SIR) 相对于信号差错率 (SER) 的曲线。在一个实施方式中, SIR 绘制于 x 轴 601 且 SER( 或 ESR) 绘制于 y 轴 602。 在一个实施方式中, 曲线 610 表示理想均衡器的图, 其中当 SIR 从 6 变化到 26db 时, SER 几 乎保持恒定在大约 27db。曲线 630 描述了稀疏均衡器 (sparse equalizer)150 的图, 其中 从主要抽头 430 算起的 337 个抽头 ( 或者位于 607 的 PFN 抽头 450) 可在前馈路径中提供, 这样可以在平台噪声下改进能见度阈值 (TOV)。 在一个实施方式中, 相比较于传统均衡器的 曲线 640 的 13db 的 TOV, 曲线 630 的 TOV 可以在 6db。曲线 630 也描述了信号差错率 (SER) 在扩展时钟存在时一律比传统均衡器的曲线 640 的 SER 要高。 在一个实施方式中, 曲线 630描述了 SER 可一律比传统均衡器的曲线 640 的 SER 要高大约 1.5 到 2db。在一个实施方式 中, 采用判决引导增益控制 (decision directed gain control) 对接收信号的适当缩放可 引起 TOV SIR 的大幅改进, 其可以从 6dB 降至 -15dB, 提供 SIR 中 20dB( 近似 ) 的增益。
图 7 中示出了图表, 该图表描述了在 PFN+AGWN 信道 105 上叠加了静态和移动环境 时, 均衡器 150 的信干比 (SIR) 相对于信号差错率 (SER) 的曲线。在一个实施方式中, SIR 被绘制在 x 轴 701 以及 SER( 或 ESR) 被绘制在 y 轴 702。在一个实施方式中, 曲线 710 表 示理想均衡器的图, 其中当 SIR 从 6 变化到 26db 单位时, SER 几乎保持恒定在大约 27db 单 位。如上所描述的, 曲线 730 描述了能见度阈值 (TOV) 从 13db 到 6db 的改进以及一律较高 的 SER。 在一个实施方式中, 当静态多径和移动信道都存在时, 传统均衡器在 25db SIR 下可 能甚至不会收敛。 在一个实施方式中, 曲线 750 描述了操作于静态和移动环境 ( 加上 PFN 和 AGWN) 的稀疏均衡器 150 的图。 在一个实施方式中, 曲线 750 描述了相比于传统均衡器, 均衡 器 150 可以甚至在恶劣的 PFN 条件下执行均衡操作, 传统均衡器不可以提供超越 (beyond) 典型的 PFN 条件的有效的均衡操作。
参照图 8, 计算机系统 800 可以包括通用处理器 802, 其包括单指令多数据 (SIMD) 处理器和图形处理器单元 (GPU)805。在一个实施方式中, 处理器 802 除了执行各种其他任 务以外, 还可以执行增强操作, 或存储指令序列以便在机器可读存储介质 825 中提供增强 操作。但是, 指令序列也可以被存储在存储器 820 或者任何其他合适的存储介质中。 尽管在图 8 中描述了单独的图形处理器单元 805, 但在一些实施方式中, 处理器 802 可以被用于执行增强操作, 作为另一个例子。 操作计算机系统 800 的处理器 802 可以是 耦合至逻辑 830 的一个或多个处理器核。逻辑 830 可以耦合至一个或多个可以提供计算机 系统 800 的接口的 I/O 装置 880。例如, 在一个实施方式中, 逻辑 830 可以是芯片集逻辑。 逻辑 830 耦合至存储器 820, 存储器 820 可以是任何种类的存储装置, 包括光学的、 磁的、 或 者半导体存储装置。图形处理器单元 805 通过帧缓冲器 810 耦合至显示器 840。
在一个实施方式中, 计算机系统 800 可以包括网络接口卡 (NIC)860。在一个实施 方式中, NIC 860 可以支持收发机 870, 该收发机可以包括发射机 875 和接收机 879。在一 个实施方式中, 接收机 879 可类似于上面所讨论的接收机 100。在一个实施方式中, 接收机 879 可以包括稀疏均衡器, 例如均衡器 150。在一个实施方式中, 接收机 879 可以在静态和 移动环境 ( 加上存在 PFN 和 AGWN) 中提供可靠的均衡操作。
在一个实施方式中, 接收机 879 可以支持确定 PFN 抽头 ( 例如 PFN 抽头 430) 和移 动抽头 ( 例如移动抽头 490) 位置的技术, 这可以使均衡器能够在恶劣的 PFN 条件下操作。 同样, 由于只有少量抽头是非零值, 这样的均衡器可以快速收敛, 且采用这种均衡器的接收 机 879 的复杂度和功率消耗可以是非常低的。在一个实施方式中, 接收机 879 的均衡器也 可以提供用于对 TOV SIR 的大幅改进。
这里所描述的均衡技术可以在由图形处理器 805 或者通用处理器 802 或者在网络 接口卡 860 内提供的定制通信芯片所支持的各种硬件架构中实现。在一个实施方式中, 这 里所描述的均衡技术可以在软件中作为存储在机器可读存储介质 825 中的一组软件指令 而实现。这里所描述的均衡技术可以被用于各种系统, 例如移动电话、 个人数字助理、 移动 因特网装置, 以及这样的其它系统。
已经参照实施例描述了本发明的某些特征。但是, 该描述并不是为了以限制的意
义来解释。 对本发明所属领域的技术人员显见的实施例的各种修改以及本发明的其他实施 方式被视为处于本发明的精神和范围内。