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多天线重叠符号发射方法及发射设备
    【技术领域】

    本发明涉及一种通信系统中的编码方法，具体地，涉及一种用于高传输速率的多天线重叠符号发射编码方法以及使用该方法的发射设备。

    背景技术

    未来的无线通信系统是一种高传输速率和高可靠性的系统。同时，接收机复杂度必须在可以接受的范围以内。国际电联组织I EEE802.16系列标准就是专门解决无线接入问题的标准组织。I EEE802.16系列标准被全世界广为关注和跟踪研究。

    在IEEE802.16e提案中，关于OFDMA部分的多天线系统，无论是传输速率还是接收机复杂度都有很大的改进空间。以IEEE802.16e中传输速率最高的编码矩阵C为例，编码矩阵为：

     C=11+r2Si+jr·Si+3r·Si+1+Si+2Si+1-r·Si+2jr·Si+Si+3,r=-1+52]]>

    关于该方案，在时刻i，发射天线1和发射天线2分别发送[s_i+jr·s_i+3，s_i+1-r·s_i+2]；在时刻i+1，发射天线1和发射天线2分别发送[r·s_i+1+s_i+2，jr·s_i+s_i+3]，此处j＝sqrt(-1)，s_i为时刻i发送的调制符号。

    对于上述方案，存在以下问题。

    首先，IEEE802.16e标准中，OFDMA空时编码方案的编码传输速率R＝2，这个传输速率较低。其次，IEEE802.16e中，当采用上述方案时，接收机的最大似然序列译码运算复杂度达到了M⁴。对于高维调制电平来说，此种译码方式的实用性较差。如此之高的运算复杂度，对目前器件水平要求太高。

    【发明内容】

    为了解决上述技术问题，本发明提供了一种传输编码速率R＝2.67的符号发射方法和使用该方法的发射设备。

    根据本发明的一个方面，一种通信系统中的符号发射方法，包括步骤：

    将要一次发送的N个符号分成2组，对第一组中多个符号中的每一个进行第一处理，得到第一组叠加信号，对第二组中多个符号的每一个进行第二处理，得到第二组叠加信号；

    由第一天线在时间上依次发射第一组叠加信号中的每一个，由第二天线在时间上依次发射相应的第二组叠加信号中的每一个，

    其中，所述第一处理和第二处理分别包括共轭抵消运算。

    根据本发明的另一方面，一种通信系统中的发射设备，包括：

    接收装置，用于接收符号；

    编码装置，用于对接收到的符号进行编码；以及

    多个天线，用于发射已编码的符号；

    其中所述编码装置将要一次发送的N个符号分成2组，对第一组中多个符号中的每一个进行第一处理，得到第一组叠加信号，对第二组中多个符号的每一个进行第二处理，得到第二组叠加信号；

    第一天线在时间上依次发射第一组叠加信号中的每一个，第二天线在时间上依次发射相应的第二组叠加信号中的每一个，

    其中，所述第一处理和第二处理分别包括共轭抵消运算。

    本发明的编码方案不仅具有很高的编码传输速率，同时在接收机中复杂度仅为4M²。在高维调制情况下，例如M＝16的16QAM调制中，4M²＜＜M⁴。此外，与IEEE802.16e相比，在接收机的误码率性方面，本发明的方法好于IEEE802.16e的最大似然序列译码算法。

    【附图说明】

    图1示出了根据现有技术的IEEE802.16e编码方法的示意图；

    图2示出了根据本发明的编码方法的示意图；

    图3示出了AWGN信道下，IEEE802.16e编码与本发明编码性能的比较示意图；

    图4示出了Rayleigh信道下，IEEE802.16e与本发明编码性能的比较示意图。

    【具体实施方式】

    IEEE802.16e标准提案中，对于OFDMA系统多天线BS端，其编码矩阵c方案为：

     c=11+r2si+jrsi+3rsi+1+si+2si+1-rsi+2jrsi+si+3---(1)]]>

    其中，r=-1+52]]>

    该方案把相邻的两个发送符号码元做旋转后进行叠加，在每个时刻发送叠加后的码元。这种方法的优点在于能够提高传输速率，使该方案的编码速率提高到R＝2，远高于Alamounti的编码方案。

    此种编码方案，虽然提高了传输速率，但编码矩阵中的一些潜在的简化优势并没有得到利用。根据本发明，可以在编码矩阵中加入用于简化的共轭抵消因子，以利于接收机设计的简化。

    加入简化因子后的编码矩阵如下所示

     C=as1+bs2+cs3+ds4-(e*s5*+f*s6*+g*s7*+h*s8*)as5+bs6+cs7+ds8e*s1*+f*s2*+g*s3*+h*s4*---(2)]]>

    其中，a、b、c、d、e、f、g和h为加权因子，是收发双方都已知的复常数，也可以看作是编码码本(code book)。在公式(2)中，对4个相邻发送符号做叠加，进一步提高了传输速率，使编码传输速率提高到了R＝4。

    参考图2，根据本发明的多天线重叠发射端可以包括接收装置，用于接收来自基站的信号；编码装置利用编码矩阵对来自基站的信号进行编码；以及多个发射天线，用于发射已编码信号。

    假定2x2多天线系统的传输信道为其中，h₁₁是第一根发射天线与第一根接收天线间信道冲击响应，h₁₂是第一根发射天线与第二根接收天线间信道冲击响应值；h₂₁是第二根发射天线与第一根接收天线间信道冲击响应值；h₂₂是第二根发射天线与第二根接收天线间信道冲击响应值。

    第一根接收天线上的信号为：

    y₁₁＝h₁₁(as₁+bs₂+cs₃+ds₄)+h₁₂(as₅+bs₆+cs₇+ds₈)+n₁₁

    (3)

     y12=h11(-e*s5*-f*s6*-g*s7*-h*s8*)+h12(e*s1*+f*s2*+g*s3*+h*s4*)+n12---(4)]]>

    第二根接收天线上的接收信号为：

    y₂₁＝h₂₁(as₁+bs₂+cs₃+ds₄)+h₂₂(as₅+bs₆+cs₇+ds₈)+n₂₁

    (5)

     y22=h21(-e*s5*-f*s6*-g*s7*-h*s8*)+h22(e*s1*+f*s2*+g*s3*+h*s4*)+n22---(6)]]>

    其中，n₁₁和n₁₂为高斯白噪声。

    分析公式(3)和(4)式，如果把常数c和d以及g和h的项都移到等式左边，则得到公式(7)和(8)，这里的“*”表示共轭运算：u₁＝y₁₁-c(h₁₁s₃+h₁₂s₇)-d(h₁₁s₄+h₁₂s₈)＝a(h₁₁s₁+h₁₂s₅)+b(h₁₁s₂+h₁₂s₆)+n₁₁

    (7)

     u2=y12-g*(h12s3*-h11s7*)-h*(h12s4*+h11s8*)=e*(-h11s5*+h12s1*)+f*(-h11s6*+h12s2*)+n12---(8)]]>

    分析(5)和(6)式，如果把常数c和d以及g和h的项都移到等式左边，则得到公式(9)和(10)：

    u′₁＝y₂₁-c(h₂₁s₃+h₂₂s₇)-d(h₂₁s₄+h₂₂s₈)＝a(h₂₁s₁+h₂₂s₅)+b(h₂₁s₂+h₂₂s₆)+n₂₁    (9)

     u2′=y22-g*(h22s3*-h21s7*)-h*(h22s4*+h21s8*)=e*(-h21s5*+h22s1*)+f*(-h21s6*+h22s2*)+n22---(10),]]>

    观察(7)和(8)式，由于存在可以抵消的项，在分别乘以一个常数后，得到：

     h11*u1=a(|h11|2s1+h11*h12s5)+b(|h11|2s2+h11*h12s6)+h11*n11---(11)]]>

     h12u2*=e(|h12|2s1-h11*h12s5)+f(|h12|2s2-h11*h12s6)+h12n12*---(12)]]>

    通常，u₁可以乘以信道冲激响应值h₁₁的共轭u₂的共轭可以乘以信道h₁₂。

    如果a＝e，b＝f，那么

     h11*u1+h12u2*=a(|h11|2+|h12|2)s1+b(|h11|2+|h12|2)s2+h11*n11+h12n12*---(13)]]>

    观察一下(9)和(10)式中，由于存在可以抵消的项，分别乘以一个常数：u′₁乘以h₂₂乘以u′₂的共轭(u′₂)^*。

     h21*u1′=a(|h21|2s1+h21*h22s5)+b(|h21|2s2+h21*h22s6)+h21*n21---(14)]]>

     h22(u2′)*=e(|h22|2s1-h21*h22s5)+f(|h22|2s2-h21*h22s6)+h22n22*---(15)]]>

    如果a＝e，b＝f，那么

     h21*u1′+h22(u2′)*=a(|h21|2+|h22|2)s1+b(|h21|2+|h22|2)s2+h21*n21+h22n22*---(16)]]>

    通常，u′₁可以乘以信道h₂₁的共轭u′₂的共轭(u′₂)^*可以乘以信道h₂₂。从(13)和(16)式可以看出，原来的4个未知数变成了两个。如果对(13)和(16)式采用最大似然译码，复杂度仅为M²，同样能够译出s₁和s₂符号。

    继续对(7)和(8)式化简，在分别乘以一个常数后，得到

     h12*u1=a(|h12|2s5+h12*h11s1)+b(h12*h11s2+|h12|2s6)+h12*n11---(17)]]>

     h11u2*=e(-|h11|2s5+h11h12*s1)+f(-|h11|2s6+h11h12*s2)+h11n12*---(18)]]>

    观察(17)和(18)式，将两式中可以抵消的项全部抵消，如果a＝e，b＝f，则有：

     h12*u1-h11u2*=a(|h12|2+|h11|2)s5+b(|h11|2+|h12|2)s6+h11*n11-h12n12---(19)]]>

    u₁通常，u₁乘以信道冲激响应值h₁₂的共轭u₂的共轭乘以信道冲激响应值h₁₁

    继续对(9)和(10)式化简，在分别乘以一个常数后，得到

     h22*u1′=a(|h22|2s5+h22*h21s1)+b(h22*h21s2+|h22|2s6)+h22*n21---(20)]]>

     h21(u2′)*=e(-|h21|2s5+h21h22*s1)+f(-|h21|2s6+h21h22*s2)+h21n22*---(21)]]>

    观察(20)和(21)式，把两式中可以抵消的项全部抵销，如果a＝e，b＝f，则有：

     h22*u1′-h21(u2′)*=a(|h22|2+|h21|2)s5+b(|h22|2+|h21|2)s6+h22*n21-h22n22*---(22)]]>

    u′₁乘以信道h₂₂的共轭u₂的共轭乘以信道h₂₁。

    从(20)和(22)式可以看出，4个未知数变成了两个，对(20)和(22)用最大似然序列译码，计算复杂度为M²，可以译出s₅和s₆两个发送符号。

    类似地，如果把(3)和(4)式中的带a，b，e，f因子的项全部移到方程左边，则：

    v₁＝y₁₁-a(h₁₁s₁+h₁₂s₅)-b(h₁₁s₂+h₁₂s₆)＝c(h₁₁s₃+h₁₂s₇)+d(h₁₁s₄+h₁₂s₈)+n₁₁

    (23)

     v2=y12-e*(-h11s5*+h12s1*)-f*(-h11s6*+h12s2*)=g*(-h11s7*+h12s3*)+h*(-h11s8*+h12s4*)+n12---(24)]]>

    v′₁＝y₂₁-a(h₂₁s₁+h₂₂s₅)-b(h₂₁s₂+h₂₂s₆)＝c(h₂₁s₃+h₂₂s₇)+d(h₂₁s₄+h₂₂s₈)+n₂₁

    (25)

     v2′=y22-e*(-h21s5*+h22s1*)-f*(-h21s6*+h22s2*)=g*(-h21s7*+h22s3*)+h*(-h21s8*+h22s4*)+n22]]>

    (26)

    观察(23)和(24)，发现其中同样存在很多可以抵消的项，乘以各自的系数后，得到：

     h11*v1=c(|h11|2s3+h11*h12s7)+d(|h11|2s4+h11*h12s8)+h11*n12---(27)]]>

     h12v2*=g*(|h12|2s3-h11*h12s7)+h*(|h12|2-h12h11*)+h12n12*---(28)]]>

    如果，c＝g^*，d＝h^*，那么：

     h11*v1+h12v2*=c(|h11|2+|h12|2)s3+d(|h11|2+|h12|2)s4+h11*n12+h12n12*]]>

    (29)

    观察(25)和(26)，发现其中存在可以抵消的项，乘以各自的系数后，得到：

     h21*v1′=c(|h21|2s3+h21*h22s7)+d(|h21|2s4+h21*h22s8)+h21*n21---(30)]]>

     h22(v2′)*=g(|h22|2s3-h21*h22s7)+h*(|h22|2-h22h21*)+h22n22*---(31)]]>

    如果，c＝g，d＝h，那么：

     h21*v1′+h22(v2′)*=c(|h21|2+|h22|2)s3+d(|h21|2+|h22|2)s4+h21*n21+h22n22*---(32)]]>

    从(29)和(32)式可以看出，原来的4个未知数变成了两个，对(29)和(32)式进行最大似然遍历译码，复杂度为M²，可以译出s₃和s₄两个发送符号。

    类似地，对(23)和(24)式乘以不同系数，得到：

     h12*v1=c(|h12|2s7+h11h12*s3)+d(|h12|2s8+h11h12*s4)+h12*n11---(33)]]>

     h11v2*=g(-|h11|2s7+h11h12*s3)+h(-|h11|2s8+h11h12*s4)+h11n12---(34)]]>

    如果，c＝g^*，d＝h^*，那么：

     h12*v1-h11v2*=c(|h11|2+|h12|2)s7+d(|h11|2+|h12|2)s8+h11*n12-h12n12*---(35)]]>

    类似地，对(25)，(26)式做不同运算，即，v′₁乘以信道冲激响应h₂₂的共轭v₂的共轭乘以信道冲激响应值h₂₁得到：

     h22*v1′=a(|h22|2s7+h22*h21s3)+b(h22*h21s4+|h22|2s8)+h22*n21---(36)]]>

     h21(v2′)*=e(-|h21|2s7+h21h22*s3)+f(-|h21|2s8+h21h22*s4)+h21n22*---(37)]]>

    如果，c＝g^*，d＝h^*，那么：

     h22*v1′-h21(v2′)*=c(|h22|2+|h21|2)s7+d(|h22|2+|h21|2)s8+h22*n21-h21n22*---(38)]]>

    从(35)和(38)式可以清楚看出：原来的4个未知数抵消成了2个，对这二个未知数进行最大似然遍历，复杂度为M²，可以译出s7和s8两个符号。

    如上所述，在接收机中，在将4个发送符号叠加在一起后，利用编码矩阵的数学特性，可以顺利的实现8个发送符号的译码，运算复杂度从原来的M⁸变成了4M²。在大调制星座图情况下，这种简化能够大量节省运算量。

    从以上推导来看，纯数学上这种简化方法是完全可行的。但是在实际的通信系统中不可能达到这么高的传输速率。这是因为，(5)和(6)式是从(3)和(4)式的带c，d，g，h的项移到等式的左边，而在接收机中，这些带c，d，g，h的项是未知的。因此只能在发射端进行处理，使接收机知道带c，d，g，h项的精确值。

    根据本发明，采用的解决方案在于：在发射端采用过采样的方法，在发射编码矩阵c中的符号以前，在第一个时刻，一个发送时隙专用于发射一个带c，d，g，h的发射符号这样，整个发射端的发射矩阵变成了

     cs3+ds4as1+bs2+cs3+ds4-(e*s5*+f*s6*+g*s7*+h*s8*)cs7+ds8as5+bs6+cs7+ds8e*s1*+f*s2*+g*s3*+h*s4*---(39)]]>

    假定信道是慢变信道，矩阵(39)中的三列依次是前后三个发射符号。在前后三个发射符号内信道没有变化。对于第一个时刻发送的符号，第一根接收天线上的接收信号为：

    r₁＝h₁₁(cs₃+ds₄)+h₁₂(cs₇+ds₈)+n₁              (40)

    第二根接收天线上的接收信号为：

    r₂＝h₂₁(cs₃+ds₄)+h₂₂(cs₇+ds₈)+n₂              (41)

    此时，接收机不需要知道s₃，s₄，s₅，s₆，而只需要知道(cs₃+ds₄)和(cs₇+ds₈)的值即可。知道了(cs₃+ds₄)和(cs₇+ds₈)的值，就能够利用公式(7)、(8)、(9)和(10)。因此，令X₁＝(cs₃+ds₄)，X₂＝(cs₇+ds₈)，则(40)和(41)式变成了

    r₁＝h₁₁X₁+h₁₂X₂+n₁                         (42)

    r₂＝h₂₁X₁+h₂₂X₂+n₂                         (43)

    很显然，由方程(42)(43)构成的二元一次方程组很容易得到具体解。

    以上操作的代价是把编码速率从R＝4降低到R＝8/3＝2.67。但优点在于能够简化接收机的操作。总体上看，编码速率仍然要高于IEEE802.16e方案中的编码速率R＝2；复杂度比较如下表所示。

    表一、IEEE802.16e与本发明比较

       编码速率R  复杂度  IEEE802.16e  2  M⁴  本发明  8/3＝2.67  4M²

    可以看出，本发明的实现方式较为简单。当发射端采用2个符号叠加时，编码矩阵为：

     C=bs3as1+bs3-cs2*-ds4*bs4as2+bs4cs1*+ds3*]]>

    第一列为译码所需的消元项，第二和第三列为叠加的发送符号。两根发射天线在时刻0发送符号：

     每根发射天线发射对应的矩阵行。

    在接下来的两个时刻，接着发送符号：

     as1+bs3-cs2*-ds4*as2+bs4cs1*+ds3*]]>

    a，b，c，d为常系数，此处的4个系数示例取值为：

     a=ejπ4,]]>b=ej3π4,]]>c=ej5π4,]]>d=ej7π4]]>

    如前所述，当发射端采用4个符号叠加时，发射端采用

     cs3+ds4as1+bs2+cs3+ds4-(e*s5*+f*s6*+g*s7*+h*s8*)cs7+ds8as5+bs6+cs7+ds8e*s1*+f*s2*+g*s3*+h*s4*]]>

    所示的编码方案。具体过程为：

    开始时，发射机的两个发射天线上发射的发射符号为：

    在发射符号1的后两个时隙，分别发射下面的编码矩阵

     C=as1+bs2+cs3+ds4-(e*s5*+f*s6*+g*s7*+h*s8*)as5+bs6+cs7+ds8e*s1*+f*s2*+g*s3*+h*s4*]]>

    a，b，c，d，e，f，g，h为常系数，表示相位的旋转，b、c、d、e、f、g、h分别在前一个系数相位基础上增加的相位。

    当发射端采用大于4个符号叠加时，假定叠加符号数为N，N＝2*k，k＝1，2，3……，则编码矩阵C为：

     C=ck+1sk+1+ck+2sk+2+···+c3k2s3k2c1s1+c2s2+···cksk-(ck+1sk+1+ck+2sk+2+···c2ks2k)*d3k2+1s3k2+1+d3k2+2s3k2+2+···+d2ks2kck+1sk+1+ck+2sk+2+···c2ks2k(c1s1+c2s2+···cksk)*]]>

    首先发射符号：

     ck+1sk+1+ck+2sk+2+···c3k2s3k2d3k2+1s3k2+1+d3k2+2s3k2+2+···d2ks2k]]>

    接着发送符号：

     c1s1+c2s2+···cksk-(ck+1sk+1+ck+2sk+2+···c2ks2k)*ck+1sk+1+ck+2sk+2+···+c2ks2k(c1s1+c2s2+···+cksk)*]]>

    其中，c_k，d_k均为常系数，每个符号叠加前都有经过相位旋转。加权常数是相位旋转值。初始相位为：依次递增

    仿真了在Rayleigh衰落信道和AWGN信道下，本发明方案与IEEE802.16e方案的误符号率曲线，分别采用了QPSK和8psk调制星座图。

    表二仿真条件

       IEEE802.16e  本发明方案  信道模型  Rayleigh/fd  ＝100Hz  Rayleigh/fd  ＝100Hz  调制  QPSK/8psk  QPSK/8psk  信道编码  无  无  发射方式  2X2  2X2  编码速率  2  2.67  复杂度  M⁴  4M²

    由于采用16QAM调制时，遍历的最大似然方法，复杂度达到了16^4＝65535，运算量过大，因此这里只采用低位的8PSK和QPSK调制仿真。信道模型为JAKES的Rayleigh，此处多普勒频移为100Hz。仿真结果如图(3)和图(4)所示。可以看出，除了误码性能略差一点以外，本发明编码方法的编码速率、接收机复杂度均优于IEEE802.16e。