NOS工作模式负载电压自适应带筋型材结构的系列LED灯 【技术领域】
本发明涉及开关电源电路，即AC-DC(交流-直流)转换电路，包括PFC(功率因数补偿)电路和DC-DC(直流-直流)转换电路。对于功率因数补偿电路方面，更具体地说，涉及有源功率因数补偿电路；对于DC-DC转换电路方面，更具体地说，涉及DC-DC转换电路的工作模式和DC-DC转换电路所用到的启动电路、馈电(即为全套控制电路供电)电路、小功率稳压电路、电流测控电路、电压测控电路、缓冲电路。
本发明还涉及LED(发光二极管)阵列驱动电路，更具体地说，涉及具有负载电压自适应(或称负载电压自动跟踪)功能的恒流输出电路；
本发明还涉及以带筋型材为主体结构的LED灯。
背景技术
LED灯由于具有发光效率高、使用寿命长等优点，成为替代白炽灯和荧光灯的新一代照明灯具。
目前LED灯的驱动电路一般采用通用的开关电源稳压电路(包括PFC电路和DC-DC转换电路等)，再加上恒流输出电路。
对于小功率的电器，可以不用功率因数补偿电路；但对于大功率的电器，则一定要有功率因数补偿电路，以免容性负载对电网造成污染。
功率因数补偿电路有以下两种形式：无源功率因数补偿、有源功率因数补偿。
无源功率因数补偿，一般是在电路的输入回路里串联一个电感量较大的电感器。这种办法的优点是结构和工艺较简单，缺点是电感器的体积大，功率因数补偿的效果较差。
有源功率因数补偿，一般是采用专用的集成电路构成控制电路，再加上功率开关管、高频电感、整流或续流二极管、电容器等，将输入的交流电压转换成适用的直流电压，为后面的DC-DC转换电路供电。这种办法的优点是功率因数补偿的效果很理想，缺点是电路复杂，控制电路本身需要消耗一定的电能，那么就会影响整机的转换效率，特别是在轻载状态下的转换效率。
对于DC-DC转换电路，现有的工作模式不外乎以下三种：PFM(脉冲频率调制)模式、PWM(脉冲宽度调制)模式、PFM/PWM混合(自动切换)模式。这三种工作模式有一个共同点，就是都包含有振荡电路，以协调各部分电路的运行。
目前通用的开关电源电路的启动电路，一般是简单的串联一只限流电阻，为了电路正常启动，这只限流电阻必须提供足够的电流，所以其阻值不能太大，电路进入正常工作后，已有更高效和足够功率的馈电，已经不需要启动电阻的电流了，但由于启动电阻不受控，其仍然继续向电路提供“启动电流”，实际上“启动电流”的大部分电能被消耗在启动电阻上，这就影响了整机的转换效率，特别是轻载时的转换效率。
目前开关电源电路的馈电电路，如图1所示，一般是在变压器或电感器(T1)上设置馈电绕组，该绕组的感应电压经二极管(D1)、限流电阻(R1)、稳压二极管(ZD1)、电容(C1)等，由(OUT1)处取得馈电。为了电路正常稳定地工作，馈电是要有一定余量的，这个“余量”就被消耗在稳压二极管(ZD1)和限流电阻(R1)上。
目前的小功率稳压电路，一般采用的是如图3所示的限流电阻(R3)与稳压二极管(ZD3)的串联电路，从(IN3)处输入电压，由(OUT3)处得到所需电压。要达到稳压二极管标称的稳压值，需要几mA的电流流过稳压二极管，这就会产生若干功耗。而且，对于一批某规格型号的稳压二极管，其实际稳压值是有离散性的，不易精确调整。
对于电流测控电路和电压测控电路，通常的办法是：取样后送到比较器(比较器预设一定的门限)，由比较器输出控制信号，电路成本偏高(集成到主控电路芯片内的除外)，功耗偏大。
对于缓冲电路，以单端反激式开关电源电路中常用的缓冲电路为例，如图7所示，由二极管(D7)、电容(C7)、电阻(R7)构成，(IN7)接输入电源的正极，(CON7)接开关管，(OUT7)为变压器(T7)的输出绕组接口。缓冲电路所吸收的电能全部被消耗掉，对输出未作贡献。
对于LED灯的驱动电路，目前通常的做法是：主电路为恒压输出，在LED回路里串联恒流电路。输出的电压有一定的余量，这个“余量”被消耗在恒流电路上。
对于LED灯的结构，目前已出现各种形状和构造，有长条形的灯座加灯管、有螺口灯泡形等。
一套完整的电路，应该包括输入电路：直流输入的，有的在输入回路里串联一只防止反接的二极管；交流输入的，输入电路包括：电源输入连接线(或电源输入插座)、温控开关、保险丝、负温度系数热敏电阻(一定程度上有软启动效能)、压敏电卫阻、抗差模干扰电容、抗共其模干扰电感、全桥整流、滤波电路等。在实施本发明的实际应用中，可根据需要选择输入电路的形式，由于输入电路不是本发明的重点，所以本说明书不作详述。
【发明内容】
本发明所要解决的技术问题如下：
在有源功率因数补偿电路方面，电路较复杂，功耗偏大；
在DC-DC转换电路方面，与由工频变压器为主的线性电源相比，虽然开关电源的转换效率已经有很大的提高，但现有的工作模式及其各组成部分，存在固有的缺陷，电路转换效率有进一步提升的空间，下面作详细分析：
工作于PWM模式的电路，其工作频率是一定的，根据负载的轻重，自动调节脉冲宽度。由于脉冲宽度有宽有窄，这就意味着，在窄脉冲时，未能充分发挥电路的效能，原本可以用一个宽脉冲来替代多个窄脉冲，同样可以满足负载的功率需求。多个窄脉冲的副作用是：增加的开和关的操作，需要在以下的三种关键元器件上付出额外的电能，从而影响整机的转换效率，并增加散热负担：
其一：电感器或变压器。我们知道：脉冲特别是连续多个窄脉冲，含有很大比例的高频(高次谐波)分量，更何况大多数的DC-DC转换电路本身的工作频率(基频)已经不低了(几十KHz、几百KHz、乃至MHz的数量级)，一方面，由于在高频工作状态下，导体中的电流有趋肽效应，频率越高，趋肽效应越严重，这意味着，增加的开和关的操作，加大了电感器或变压器中的线圈和电路板上走线的等效电阻，从而产生了附加的功耗；另一方面，由于在高频工作状态下，电感器或变压器中的线圈和电路板上走线的分布电容不可忽略，增加开和关的操作，就是增加分布电容充放电的次数，就在这充放电的过程中，有很大比例的电能被回路中的等效电阻所消耗；
其二：功率开关管。由于功率开关管的各脚相互之间都存在分布电容，伴随着开的操作，控制端的分布电容就存在充电的过程，执行端的分布电容就存在放电的过程；类似地，伴随着关的操作，控制端的分布电容就存在放电的过程，执行端的分布电容就存在充电的过程，可见，开和关的操作，并不是在理想的某个时刻完成的，而是有一定时间长度的过程，这就是功率开关管用导通延迟时间、导通时间、关断延迟时间、关断时间来描述其性能的原因，这些指标关系到功率开关管的适用频率和工作效率。
由于导通时间和关断时间的存在，使功率开关管有了导通损耗和关断损耗，特别是，电路如果做不到零电流导通(电感器或变压器上的电流为零之后，功率开关管再导通)，则导通损耗会更大。如果控制信号的下降边(对于低电平关断的电路而言)不够陡，就会造成关断损耗加大。
其三：整流或续流二极管。尽管整流或续流二极管的分布电容的电容量很小，但这个分布电容毕竟存在，增加开关次数就是增加分布电容的充放电次数，在这充放电的过程中，有很大比例的电能被回路中的等效电阻所消耗。
在PFM模式、PWM模式或PFM/PWM混合模式下，如果简单地添加使功率开关管零电流导通的环节，就会降低整机的带载能力，并有可能错过下一个脉冲，从而影响输出电压的质量(使输出电压的纹波加大)；如果使添加的零电流导通的环节只在轻载时工作，则会增加电路的复杂性，而且效果也不会太理想。
在PFM模式或PWM模式下，电路工作时，即使在输入和负载都稳定的情况下，脉冲系列也有时密时疏的现象，这与电压测控电路的精确度和响应时间有关，脉冲系列频密时，离功率开关管零电流导通的效果就更远。
对于开关电源的启动电路，目前普遍都没有采用受控的形式，尽管启动电阻的电流并不大，一般只有几mA，按输入变流220V计算，启动电阻消耗的功率为几百mW，这部分功耗在轻载和待机时占的比重较大。
对于开关电源的馈电电路，目前普遍也没有采用受控的形式，在限压用的稳压二极管上消耗了部分功率，在满载时这部分的损耗加大。
对于小功率稳压电路，目前普遍采用的限流电阻与稳压二极管的串联电路，功耗偏大(因稳压二极管需要有几mA以上的电流，才能达到标称稳压值)，而且不方便精确调节所输出的电压。
对于电流测控电路和电压测控电路，目前所采用的形式，成本偏高，功耗偏大；
对于缓冲电路，目前所采用的形式，缓冲电路所吸收的电能在内部被消耗掉，对输出未作贡献，造成浪费，影响整机的转换效率。
对于LED阵列的驱动电路，目前所采用的固定稳压加恒流驱动的形式，在恒流驱动电路上消耗了较多电能，影响了整机的转换效率。
对于LED灯的结构，目前出现的多种形式，很难兼顾到结构简单、工艺简单、造价低廉、安全可靠。现有螺口灯泡形的LED灯，从安全性的角度看，不是很严谨。因为散热需要，LED灯的外壳一般为金属材料，而螺口灯头不提供安全接地线(只有相线和零线)。
本发明解决上述技术问题采用的技术方案及有益效果如下：
在有源功率因数补偿电路方面，本发明采用与主控电路同步开关的升压电路，有以下两种类型：
第一种为双路轮换型功率因数补偿电路，适用于输出功率较大的电路，如图12所示，由第一路升压电感、第一路开关管及其驱动电路、第一路二极管、第二路升压电感、第二路开关管及其驱动电路、第二路二极管、PFC输出电容、轮换电路、脉冲触发电路、PFC导通电流测控电路、PFC电压测控电路构成。
开关升压电路受主控电路的开关信号同步控制。在轮换电路的切换下，两路开关升压电路轮换导通，这样可以使开关管在升压电感的电流较小时开始导通，以减小开关管的导通损耗。当脉冲触发电路接收到的触发信号由低到高时(该触发信号取自主控电路，并与开关信号反相)，使轮换电路的供电有短暂的中断，当轮换电路重新得到供电时，其工作状态就翻转一次，使下一个“开”信号来时，由另一路升压电路导通。当PFC导通电流达到预定值时，由PFC导通电流测控电路向主控电路输出置“关”信号。当PFC输出电压达到预定值时，由PFC电压测控电路关断轮换电路的供电，从而使功率因数补偿电路停止工作。
第二种为单路型功率因数补偿电路，适用于输出功率较小的电路，如图13所示，由PFC升压电感、PFC开关管及其驱动电路、PFC二极管、PFC输出电容、PFC导通电流测控电路、PFC电压测控电路构成。其开关状态受主控电路的开关信号同步控制。当PFC输出电压达到预定值时，由PFC电压测控电路关断PFC开关管的控制信号，使开关管截止。
当主控电路为直接升压电路时，PFC电压测控电路可以省掉，因为这时PFC输出电压只会比主控电路的输出电压低。
本发明所述的功率因数补偿电路的有益效果是：省掉了PFC专用芯片及其外围电路，减小了功耗。
在DC-DC转换电路的工作模式方面，本发明采用无振荡开关(英文名为No OscillateSwitch，英文缩写为NOS)模式。工作于该模式下的控制电路，其基本组成如下：启动电路、馈电电路、馈电电压监控电路、基准电压产生电路、核心电路、开关信号驱动电路、边沿加速电路、导通电流测控电路、电感器或变压器电流测控电路(含零电流导通用与功率增强用)、输出电压测控电路。
该模式下的控制电路的工作原理如下：
核心电路为双稳态电路或单稳态电路或其等效电路，这里“双稳态”对应于输出“开”和“关”两种控制信号；这里单稳态电路中的常态对应于输出“关”控制信号，而延时状态对应于输出“开”控制信号。这里的“开”和“关”两种控制信号分别对应于功率开关管的“导通“和“截止”两种工作状态。
当输入电压有可能低于设计输入电压的下限或输出端有可能过载或短路时，核心电路最好采用单稳态电路。
核心电路有置“关”信号输入端、置“开”信号输入器、开关信号输出端等。核心电路的信号输入端也可以只有一个，用高电平(正脉冲)和低电平(负脉冲)来输入置“开”(或“关”)和“关”(或“开”)信号。
刚通电时，馈电电路尚未工作，由启动电路向控制电路供电，当该电压达到馈电电压监控电路预设的启动电压时，即开启基准电压产生电路，产生基准电压，并反馈一定的电流到馈电电压监控电路，使该监控电路在馈电电压降到预设的下限时，关闭基准电压，同时也说关机了，以免在馈电电压欠压时，因电路失控而造成元器件的损坏。
有了基准电压，核心电路才进入工作状态。当输出电压未达到预设的电压值时，输出电压测控电路向核心电路输入置“开”信号，开关信号驱动电路输出“开”信号，当功率开关管的导通电流达到预设的值时，导通电流测控电路向核心电路输入置“关”信号，则开关信号驱动电路输出“关”信号，同时边沿加速电路输出低电平，使功率开关管的控制脚快速降到低电平，从而使功率开关管快速进入截止状态。
在电感器或变压器中有电流时，电感器或变压器电流测控电路输出控制信号，禁止向核心电路输入置“开”信号。对于零电流导通型的控制电路，只有在电感器或变压器中的电流为零时，才允许向核心电路输入置“开”信号；对于功率增强型的控制电路，只有在电感器或变压器中的电流降到预设值以下时，才允许向核心电路输入置“开”信号。
当核心电路得到置“开”信号后，电路又进入下一轮的“开”和“关”，如此循环……，直到输出电压达到或超过预设的电压值，输出电压测控电路停止向核心电路输入置“开”信号。一旦输出电压降到预设的电压值以下，电路又开始进入下一轮的“开”和“关”。
本发明所述的NOS工作模式的有益效果是：
工作于NOS模式的电路，省掉了振荡电路，从而节省了振荡电路本身带来的功耗；工作于NOS模式的电路，每次导通都能充分发挥电路的效能，最大限度的减少开关次数，而且对于零电流导通型电路，最大限度的减少导通损耗，从而提升了整机的转换效率，其转换效率提升的幅度约为2％～5％，中小功率电路的转换效率的提升最为明显。由于开关电源电路应用极为普遍；采用相关电路的全球总的年用电量相当大，转换效率哪怕只提高一点点，每年也会节省大量能源。
工作于NOS模式的电路，具有良好的限载性能、在一定程度上具备软启动功能，对于零电流导通型的电路更为明显，虽然这种特性不利于电路的瞬态响应，但对于LED灯这类负载较稳定而对瞬态响应要求不高的场合，是不会有不良影响的。良好的限载性能，使电路具有良好的自我保护功能，不会因为过载而使电路过热从而损坏电路。
在开关电源的启动电路方面，本发明采用受控的启动电路，由一级或两级电流放大电路和控制电路构成。其工作原理如下：当馈电电压低于预设的启动电路关闭电压时，启动电路工作，向主控电路提供足够的电流；当馈电电压达到或超过预设的启动电路关闭电压时，启动电路关闭。
采用受控的启动电路的有益效果是：启动电路关闭后，由一级电流放大电路构成的启动电路的功耗约为19mW(按电压380V，启动电路关闭后电流(包括控制电流和漏电流)为50μA计算；如果采用由两级电流放大电路构成的启动电路，启动电路关闭后功耗更低)；而如果采用固定电阻的启动电路，其功耗约为570mW(按电压380V，启动电流1.5mA计算)。可见受控的启动电路关闭后，其功耗只有固定电阻启动电路功耗的3.3％，增加的只不过几只小功率的三极管和电阻(按当前市价，增加的成本约0.2元人民币，电路集成化之后无需额外付出成本)。
在开关电源的馈电电路方面，本发明采用以下两种馈电电路：
第一种为负载馈电电路，适用于直接升压型或直接降压型的电路，由馈电滤波电容、第二级馈电限压电路、馈电溢流负载、第二级馈电限压电路等构成(参见图11)。
这种馈电电路的工作原理如下：由馈电负载、馈电负载的恒流电路、主控电路的电源端串联接到整机电路的输出口。馈电滤波电容起滤波作用，当馈电电压达到或超过第一级馈电限压电路所预设的电压值时，就有电流从第一级馈电限压电路溢出，该溢出电流又可以用于驱动“馈电溢流负载”和其它控制用途。第二级馈电限压电路为备用，若第一级馈电限压电路的溢出电路开路，当馈电电压达到或超过第二级馈电限压电路所预设的电压值时，则多余的电流就从第二级馈电限压电路溢出，以保证馈电电压不至于过高。
第二种为受控的馈电电路，适用于所有类型的电源电路，尤其适用于输入输出隔离型的电源电路，如图2所示，由电感器或变压器(T2)的馈电绕组、二极管(D2)、限流电阻(R2)、馈电滤波电容(C2)、馈电电压测控电路等构成，由(OUT2)处取得馈电。
这种馈电电路的工作原理如下：以电感器或变压器(T2)的馈电绕组所感应的电压作为馈电电源，由二极管(D2)、限流电阻(R2)、馈电电压测控电路的开关电路、主控电路的电源端构成串联电路，接到电感器或变压器(T2)的馈电绕组上，馈电滤波电容起滤波作用。馈电电压测控电路实际上是一个电子开关，当馈电电压低于馈电电压测控电路所预设的电压下限时，馈电电压测控电路的开关电路导通，在馈电绕组所感应的正向电压高于当前的馈电电压期间，即有馈电电流补充上来；当馈电电压达到或超过馈电电压测控电路所预设的电压上限时，馈电电压测控电路的开关电路则关断，停止馈电电流的补充。
采用负载馈电电路或受控的馈电电路的有益效果是：电路正常工作时，没有馈电电流被浪费掉(除了必需的相当小的控制电流外)。此项节省的功耗约为几十mW到几百mW，省掉了馈电稳压电路(通常为稳压二极管)，而增加的只不过几只小功率的三极管和电阻(按当前市价，增加的成本约0.20元人民币，电路集成化之后无需额外付出成本)。
在小功率稳压电路方面，本发明以一只三极管和两只电阻构成的电路取代稳压二极管，如图4所示，在三极管的C、B脚上并联一只电阻，在三极管的B、E脚上并联另一只电阻，限流电阻与该电路串联，则三极管的C、E脚之间就构成稳压电路。现分析如下：
在图4(a)中，电压从(IN41)处输入，所需的电压从(OUT41)处输出，R41为限流电阻，二极管(Q11)为NPN型，三极管(Q41)的C、E脚之间的电压(即稳压值Vce，这里取其绝对值)由下式确定：
Vcc=(Vbc/RB2|Ib)*RB1|Vbc]]> 其中：Vbe为二极管(Q41)的B、E脚之间的压降；
Ib为三极管(Q41)的B极电流。
当Vbe/RB2远大于Ib时，上式简化为：
![]()
即Vce≈Vbe*(RB1/RB2-1)
当三极管的C极电流Ic为小电流(零点几mA到几mA)时，Vbe较稳定，约为0.56V到0.65V(具体电压值与环境温度和三极管个体有关)，可见，只要Ic的变化范围不大、环境温度的变化范围不大，则RB1/RB2一旦确定，Vce的变化范围就很小，可以视Vce为恒压，Vce即为所输出的电压值。
图4(b)与图4(a)类似，差别在于图4(b)中，三极管(Q42)为PNP型，电压从(IN42)处输入，所需的电压从(OUT42)处输出，R42为限流电阻，类似上述的分析，所需输出的稳压值Vce为：
Vce≈Veb*(RB3/RB4+1)
其中：Vce为三极管(Q42)的E、C脚之间的压降；
Veb为三极管(Q42)的E、B脚之间的压降；
采用这种小功率稳压电路的有益效果是：在小电流(零点几mA)时，能获得较稳定的电压，与稳压二极管相比，节省的功耗为十mW到几十mW。由这种小功率稳压电路与其它电路配合构成几十mA恒流输出电路，总共只需零点几mA的驱动电流。成本上，三极管与稳压二极管相当，只需增加两只电阻的成本(按当前市价，增加的成本约0.005元人民币，电路集成化之后无需额外付出成本)。本发明在基准电压产生电路、恒流输出电路等多处用到这种小功率稳压电路。
在电流测控电路和电压测控电路方面，本发明利用三极管B、E脚之间导通电压的稳定性，采用带偏置电压的三极管电路和取样电阻构成电流测控电路；采用三极管和电阻构成电压测控电路。具体方法如下：
对于电流测控电路，以采用NPN型三极管为例(适用于电流取样电阻在低电位端)，如图5所示，(R51)、(R52)为偏置电阻，偏置电路接较稳定的电压(VD5)(一般接基准电压)，(R53)为电流取样电阻，(COM5)为公共端(一般为馈电的负极)，被测电流(I5)从(IN5)处输入，从公共端(COM5)流出，二极管(D5)为电流取样电阻(R53)的旁路(如果检测目的是为了监测电流是否达到预设的下限，而被测电流如果全部流经取样电阻(R53)，(R53)上的电压峰值就会超过二极管(D5)的正向导通电压，这种情况下，需要接二极管(D5)；如果检测目的是为了监测电流是否达到预设的上限，而被测电流即使全部流经取样电阻(R53)，(R53)上的电压峰值也不会超过二极管(D5)的正向导通电压，这种情况下，不需要二极管(D5))，控制信号从三极管(Q51)的C极输出，(R54)为输出上拉电阻(是否需要上拉电阻，由具体电路而定，下同)；
如果采用PNP型三极管(适用于电流取样电阻在高电位端)，接法与图5类似(与图5相比，在一定程度上有对称性)，这里不再重复说明。
图5所示的电流测控电路的工作原理如下：
当被测电流(或被测电流的一部分)在取样电阻(R53)上产生的电压加上偏置电流在(R52)与(R53)的串联电路上产生的电压之和低于三极管(Q51)B、E间的导通电压时，三极管(R51)处于截止状态，C极与E极间为高阻态，即：如果没有上拉电阻(R54)，则输出为高阻态；如果有上拉电阻(R54)，则输出为高电平；
当被测电流(或被测电流的一部分)在取样电阻(R53)上产生的电压加上偏置电流在(R52)与(R53)的串联电路上产生的电压之和达到或超过三极管(Q51)B、E间的导通电压时，三极管(Q51)进入导通状态，C极可以吸收一定的电流，即：无论有没有上拉电阻(R54)，输出均为低电平(当然三极管(Q51)C极的负载电流不能过大，如果有上拉电阻(R54)，则(R54)须取值适当，以下的类似情况，不再重复说明)。
对于电压测控电路，本发明涉及如图6所示的五种形式的电压测控电路，以下分别予以说明。
图6(a)所示的电压测控电路，由分压电阻(R61)和(R62)、三极管(Q61)、上拉电阻(R63)构成。(COM61)为公共端，(V61)为被测电压，(VC61)为工作电压或基准电压，控制信号(OUT61)从三极管(Q61)的C极输出。工作原理如下：
当被测电压在电阻(R62)上的分压低于三极管(Q61)B、E间的导通电压时，三极管(Q61)截止，C极为高阻态，如有上拉电阻(R63)，则输出高电平；
当被测电压在电阻(R62)上的分压达到或超过三极管(Q61)B、E间的导通电压时，三极管(Q61)导通，无论有无上拉电阻(R63)，输出均为低电平。
本发明在受控的启动电路、馈电限压电路等处用到图6(a)的类似电路，实际上本发明中用三极管和电阻构成的小功率稳压电路是图6(a)的特殊形式。
图6(b)所示的电压测控电路，由分压电阻(R64)和(R65)、三极管(Q62)、下拉电阻(R66)构成(是否需要下拉电阻，由具体电路而定，下同)。(COM62)为公共端，(V62)为被测电压，控制信号(OUT62)从三极管(Q62)的C极输出。工作原理如下：
当被测电压在电阻(R65)上的分压低于三极管(Q62)E、B间的导通电压时，三极管(Q62)截止，C极为高阻态，如有下拉电阻(R66)，则输出低电平；
当被测电压在电阻(R65)上的分压达到或超过三极管(Q62)E、B间的导通电压时，三极管(Q62)导通，无论有无下拉电阻(R66)，输出均为高电平。
本发明在负载电压自适应电路、输入输出隔离型的输出电压测控电路等处用到图6(b)的类似电路。
图6(c)所示的电压测控电路，由分压电阻(R67)和(R68)、三极管(Q63)、下拉电阻(R69)构成。(COM63)为公共端，(V63)为被测电压，(VD63)为基准电压，控制信号(OUT63)从三极管(Q63)的C极输出。工作原理如下：
当基准电压(VD63)减去被测电压在电阻(R67)上的分压之差低于三极管(Q63)E、B间的导通电压时，三极管(Q63)截止，C极为高阻态，如有下拉电阻(R69)，则输出低电平；
当基准电压(VC63)减去被测电压在电阻(R67)上的分压之差大于三极管(Q63)E、B间的导通电压时，三极管(Q63)导通，输出高电平。
本发明在直接升压或降压型的输出电压测控电路上用到图6(c)的类似电路。应用这种电压测控电路时，必须保证被测电压在电阻(R67)上的分压减去基准电压(VD63)之差小于三极管(Q63)E、B间的反向击穿电压。
图6(d)所示的电压测控电路，由分压电阻(R641)和(R642)、三极管(Q641)和(Q642)、限流电阻(R643)，旁路电阻(R644)，反馈电阻(R645)构成。(COM64)为公共端，(V64)为被测电压，(VC64)为工作电压或基准电压，(OUT641)和(OUT642)为输出的控制信号。旁路电阻(R641)的作用是为三极管(Q642)的E、B间提供旁路电流，以保证在三极管(Q641)截止时，三极管(Q641)的C极漏电流不会使三极管(Q642)导通；而在三极管(Q641)导通时，旁路电阻(R644)又不影响三极管(Q642)的正常导通，下同。工作原理如下：
若当前三极管(Q641)为截止状态，当被测电压在电阻(R642)上产生的分压(此时反馈电阻(R645)与后面的电路构成回路，有些分流)大于三极管(Q641)B、E间的导通电压时，三极管(Q641)导通，三极管(Q642)也导通，控制信号(OUT641)为低电平，(OUT642)为高电平，此时反馈电阻(R645)向三极管(Q641)的B极提供反馈电流，使之导通更深；使三极管(Q641)由截止状态转为导通状态的被测电压的临界值记为(V64H)；
当三极管(Q641)为导通状态时，若被测电压(V64)逐渐降低，当被测电压向电阻(R642)提供的电流和通过反馈电阻(R645)向电阻(R642)提供的反馈电流的共同作用，在电阻(R642)上产生的电压低于三极管(Q641)B、E间的导通电压时，三极管(Q641)截止，三极管(Q642)也截止，控制信号(OUT641)为高电平，(OUT642)为低电平，此时反馈电阻(R645)停止向二极管(Q641)的B极提供反馈电流，使之截止更深；使三极管(Q641)由导通状态转为截止状态的被测电压的临界值记为(V64L)；
显然(V64L)低于(V64H)，两者之差与反馈电阻(R645)的阻值有关，阻值越大，差值越小；阻值越小，差值越大。但反馈电阻(R645)的阻值不宜过小，否则，三极管(Q641)一旦导通就难以进入截止状态，下同。
本发明在馈电电压监控电路上用到图6(d)的类似电路。
图6(e)所示的电压测控电路，由分压电阻(R651)和(R652)、三极管(Q651)、(Q652)(Q653)和(Q654)、限流电阻(R653)、(R656)、(R657)、旁路电阻(R654)、(R658)、反馈电阻(R655)构成。(COM65)为公共端，(V65)为被测电压，(VC65)和(VC66)为工作电压或基准电压，(OUT65)为输出的工作电压或基准电压(也可以利用该输出电压作为控制信号)工作原理如下：
图6(e)的电路实际上是一款电子开关电路，其中三极管(Q651)和(Q652)及其周围电路与图6(d)所示的电路相同，这里不再重复说明。三极管(Q653)等为三极管(Q654)的驱动电路，且三极管(Q653)起电平转换作用，三极管(Q654)起开关作用。电阻(R654)、(R653)、(R656)的取值及三者之间的比例须适当，当三极管(Q651)为截止状态时，三极管(Q652)也截止，而三极管(Q653)导通。
使三极管(Q651)由截止状态转为导通状态的被测电压的临界值记为(V65H)，使三极管(Q651)由导通状态转为截止状态的被测电压的临界值记为(V65L)。
若当前三极管(Q651)为截止状态，此时三极管(Q652)截止，而三极管(Q653)和(Q654)则导通，即本电子开关电路为“开”，当被测电压达到或超过(V65H)时，三极管(Q651)和(Q652)导通，而三极管(Q653)和(Q654)则截止，即本电子开关电路为“关”，此状态将维持到被测电压降到(V65L)以下，本电子开关电路才转为“开”，进入下一轮的“开”、“关”转换
本发明在馈电电压测控电路上用到图6(e)的类似电路。
采用本发明的电流测控电路和电压测控电路的有益效果是：电路简单、成本低、测控电路本身(包括电流取样和电压取样)的功耗低，利于提高整机的转换效率，易于集成化。
在缓冲电路方面，本发明采用电能再利用的缓冲电路，与主控电路同步开关，将所吸收的电能向输出端释放。如图8所示，缓冲电路由副开关电路(相对于主开关电路而言)、副整流电路(相对于主整流电路而言)、二极管(D8)、电容(C8)、副变压器(T82)构成，图中(T81)为主变压器(含副开关控制绕组)、D81为输出主整流二极管、(L8)为输出滤波电感、(IN8)接输入电源的正极，(CON8)接主开关管，(OUT8)为输出接口。工作原理如下：
当主开关管由导通转为截止时，主变压器的输入绕组的电流通过二极管(D8)向电容(C8)充电(这就是缓冲的过程)；当主开关管由截止转为导通时，通过主变压器中副开关控制绕组感应的电压，使副开关电路同步导通，电容(C8)上的电荷通过副变压器(T82)放电，副变压器(T82)的次级绕组感应的电流通过副整流电路和输出滤波电感(L8)向输出端提供电流，当主开关管由导通转为截止时，副开关电路也由导通转为截止。
副开关管的类型和功率须与电容(C8)在每个周期中吸收的电能相适应；副整流电路根据具体电路的需要，确定是全桥整流或半波整流的形式。
本发明在输入输出隔离型电路中用到缓冲电路。
采用本发明的缓冲电路的有益效果是：电能得到充分利用，提高整机的转换效率1％左右。
在LED阵列的驱动电路方面，本发明采用输出电压随负载需要而变的恒流驱动电路，如图9所示，整机电路由电压源电路、负载(LED阵列)、恒流电路构成，其中恒流电路又由恒流控制电路、基础电流电路、负载电压自适应电路构成。其工作原理如下：
恒流控制电路由小功率稳压电路和电流负反馈电路构成，很常见，工作原理很简单，这里就不过多说明了。不过，本发明的恒流控制元器件的驱动电流取自负载，而不象通常的取自输出电压或馈电电压。虽然在图14所示的电路中，恒流控制元器件的驱动电流取自馈电电压，但这里的馈电本身是由负载提供的，所以，这里的恒流控制元器件的驱动电流实际上也是取自负载。这比直接取自输出电压，电能利用率提高一点，输出电压越高越明显。
基础电流电路为负载提供基础电流(基础电流只占正常工作时负载电流的一小部分，而且基础电流是作为恒流的一部分，而不是额外的)，有了基础电流，则恒流电路的电压就始终远低于整机输出电压，即大部分电压始终加在负载上。这是因为：只要有很小的电流(正常工作电流的5％)，LED的电压就能达到正常工作时电压的80％以上。因而有了基础电流电路，就可以降低对恒流电路元器件的耐压要求；
负载电压自适应电路检测恒流主控元器件上的电压降，当该电压降低于预设的值时，负载电压自适应电路不输出反馈电流，使主控电路继续朝预设的最高输出电压的方向运行；当该电压降达到或高于预设的值时，负载电压自适应电路则输出信号给输出电压测控电路，产生输出电压已足够的效果，直到恒流主控元器件上的电压降低于预设的值。
由于扩展负载与被取样电压的支路负载处于同样环境，且采用同类型LED，所以各支路负载所需的电压是基本一致的。
采用负载电压自适应电路的必要性有以下两点：
其一，当电流一定时，随着温度的上升，半导体PN结的正向电压是下降的，LED也不例外。请看下表所列的具有负载电压自适应功能的样机的实验数据(实验开始日期为2009年11月19日，室温约18℃，输出电流始终为18mA)：
时间(时:分) 23:15 23:30 23:40 23:55 0:10 0:25 0:45 1:00 1:35
输出电压(V) 372.0 357.8 357.3 356.9 356.7 356.65 356.55 356.45 356.45
上表显示：从2009年11月19日的23时15分开始，到2009年11月20日的1时35分结束，输出电压从372.0V降到356.45V，并稳定在356.45V。在这110分钟时间内，输出电压下降了15.55V，降幅为4.18％。这是裸机(没装外壳的样机)的实验结果，如果装上外壳，机内温升增加，输出电压的降幅会更大。输出电压之所以下降，是因为负载(LED)电压下降了。负载电压之所以下降，这是因为：冷机启动后，样机的温度会逐渐上升(主要由于LED本身在工作时有一定的发热量)，上升到某一温度值时，与环境温度保持某一温度差，而最终稳定在该温度上。温度上升时，每只LED的电压下降一点，而每条负载支路由112只LED串联组成，所以总的电压下降了15.55V。
其二，对于批量而言，LED的电压是有离散性的，有了负载电压自适应电路，就可以降低对LED电压一致性的要求，从而提高LED灯在批量生产时的生产效率。
采用本发明的包含负载电压自适应电路的恒流电路的有益效果是：
基础电流电路降低了对恒流电路元器件的耐压要求，从而降低成本；
负载电压自适应电路使输出电压刚好满足负载需要，减少不必要的能源浪费，使LED灯在较宽的温度范围内均能以最高的效率运行，将整机效率提升约4％；而且可以降低对LED电压一致性的要求，从而提高生产效率。
综合NOS工作模式和负载电压自适应功能，整机的转换效率在现有技术的基础上提升6％～9％。
在LED灯的调光方面，本发明的系列LED灯有固定电流型和分档调光型两种，固定电流型的就无需解释；采用负载馈电的多串LED的灯中，负载(LED)分为馈电负载和扩展负载，其中馈电负载电流固定，而扩展负载可以选择该支路的通与断来调光；对于输入输出隔离型的LED灯，也可以选择各负载支路的通与断来调光。
在LED灯的结构方面，本发明采用以带筋型材为主体的结构形式，型材上筋的数量和筋的截面形状可根据需要而定。
【附图说明】
图1为现有技术的馈电电路。
图2为本发明的受控的馈电电路。
图3为现有技术的小功率稳压电路。
图4为本发明的由三极管和电阻构成的小功率稳压电路。
图5为本发明的电流测控电路。
图6为本发明的电压测控电路。
图7为现有技术的缓冲电路。
图8为本发明的电能再利用的缓冲电路。
图9为本发明的整机电路简化框图(含恒流电路框图)。
图10为本发明的主控电路框图。
图11为本发明的直接升压型或直接降压型电路的整体框图。
图12为本发明的双路轮换型功率因数补偿(PFC)电路框图。
图13为本发明的单路型功率因数补偿(PFC)电路框图。
图14为直接升压型负载馈电的LED灯电路原理图。
图15为本发明的输入输出隔离型电路的整体框图。
图16为本发明的输入输出隔离型的LED灯电路原理图。
图17为本发明的带筋型材的横截面为长方形的LED灯结构图。
图18为本发明的带筋型材的横截面为圆形的LED灯结构图。
【具体实施方式】
电路实施例1：直接升压型或直接降压型的电路
其框图如图11所示，整套电路包括输入电路、功率因数补偿(PFC)电路、受控的启动电路(升压型和降压型的接法不同)、主控电路、升压或降压开关电路(包括电感器或变压器、开关管、整流或续流二极管、输出滤波电容等)、馈电负载(含第一到第n若干支路，每条支路由若干LED串联)、馈电负载驱动电路(即带基础电流电路的恒流电路，每条馈电负载支路各有一套驱动电路)、负载电压自适应电路、导通电流测控电路、电感器电流测控电路(含零电流导通用与功率增强用)、输出电压测控电路、馈电滤波电容、第二级馈电限压电路、第二级馈电限压电路、馈电溢流负载(含第一到第n若干支路，每条支路由若干LED串联)、溢流负载驱动电路(每条溢流负载支路各有一套驱动电路)、扩展负载(含第一到第m若干支路，每条支路由若干LED串联)、扩展负载驱动电路(带基础电流电路的恒流电路，每条扩展负载支路各有一套驱动电路)。
其中主控电路包括核心电路(即双稳态电路或单稳态电路或其等效电路)、馈电电压监控电路、基准电压产生电路、开关信号驱动电路、边沿加速电路，如图10所示。
功率因数补偿(PFC)电路有两种类型：双路轮换型和单路型，可根据实际需要选择
对于直接升压型的电路，受控的启动电路的输入端接整机的电压输出端；
对于直接降压型的电路，受控的启动电路的输入端接PFC电路的输出端，如果没有PFC电路，则接输入回路的整流输出端；
受控的启动电路这样接，使其兼备关机放电功能，即输入断电时，通过启动电路与其它电路的配合，将存储在输出电容、输入回路的电容和PFC电路的输出电容上的电荷以较快的速度释放，利于生产过程中的下一步测试和调试，也为维修提供安全保障。
馈电负载支路的数量，以能提供足够的馈电电流来确定；馈电溢流负载支路的数量，不超过馈电负载支路的数量；馈电负载加扩展负载再加上有效的馈电溢流负载即为整机总负载。
溢流负载驱动电路主要是为了均衡各支路溢流负载的电流或限制每条溢流负载的最大电流，电路形式可以是串联电阻或限流电路或恒流电路，可根据需要确定。当只有一条馈电负载支路和一条馈电溢流负载支路时，就不需要溢流负载驱动电路，而让溢出电流直接驱动溢流负载。
馈电负载、扩展负载、馈电溢流负载在电压和电流方面要互相匹配，并与整机电路适配。
升压或降压开关电路(包括电感器或变压器、开关管、整流或续流二极管、输出滤波电容等)，由于已经普遍应用，电路的构成和工作原理很简单，而且又不是本发明的重点，所以这里就不详细说明了，升压开关电路各元器件的连接关系，请参见图14及其说明。
其它各部分电路的构成和工作原理，在本说明书已有说明，这里不再重复。
图14为直接升压型负载馈电的LED灯电路原理图，其各部分功能说明如下：
由F1、D17～D20、L5、C104、C23构成输入电路，L、N为输入接口，F1为保险丝，D17～D20构成桥式整流电路，L5、C104、C23构成滤波电路，阻止高频脉冲污染电网，同时滤掉来自电网的干扰脉冲。
功率因数补偿(PFC)电路采用双路轮换型升压电路：
L6为第一路升压电感，D16为第一路二极管，Q60为第一路开关管，R124为Q60的B极下拉电阻；使Q60在截止状态彻底关断。R125为Q60的B极限流电阻，Q69、R141、R142构成Q60的边沿加速电路，使Q60由导通变为截止时，快速进入截止状态。Q66、Q67、R132、R133、R148构成第一路开关信号的控制电路，当Q57导通时，Q66、Q67截止，“开关”信号不能到达Q60；当Q57、Q71均截止时，Q66、Q67导通，“开关”信号可以到达Q60；
L4、D15、Q64、R127、R143、R144、Q70、R128、Q65、Q68、R134、R135、R151构成第一路升压电路及其开关信号的控制电路，工作原理与第一路类似。
R126、R146、R147、Q59构成PFC导通电流测控电路(两路升压电路共用)，其中R126为电流取样电阻，R146、R147为Q59的偏置电阻，当PFC电路的导通电流上升到预设的值时，Q59导通，Q59的C极输出置“关”信号。
Q57、Q58、D21、D22、C17、C18、R130、R131、R149、R150构成轮换电路，其中D21、D22分别为C18、C17提供放电回路。
Q71、C19、R129、R152、D24、D26、R145构成脉冲触发电路。
轮换电路有供电时，Q57与Q58中肯定有一个导通，而另一个截止。假设当前Q57导通，则Q58截止，电容C18上有充电，若此时Q71很短时间的导通一下，在C18尚未放完电时，Q71又立即截止，则Q58首先导通，而Q57转为截止；在Q71的下一个通断周期中，Q57轮为导通，而Q58截止；如此轮换下去。
C16为PFC输出电容，可以存储一定的电能，为后面的电路供电。
由电感L3、开关管Q44、二极管D25、输出电容C13构成升压电路，向负载供电。
R123、R161、R162、Q8构成导通电流测控电路，其中R123为电流取样电阻，R161、R162为Q8的偏置电阻，当开关管Q44的导通电流上升到预设的值时，Q8导通，Q8的C极输出置“关”信号。
R5为Q11的B极旁路电阻，R163为Q44的B极限流电阻。
R117、R19、Q39为Q44的边沿加速电路，使Q44由导通变为截止时，快速进入截止状态。
Q32、Q23、R122、R116、R166构成双稳态形式的核心电路(“S1”处短接)；若“S1”处断开，而装上C21和D23，则构成单稳态形式的核心电路。Q32的B极为低电平置“开”输入口，Q33的B极为低电平置“关”输入口。
Q51、Q36、R111、R164、R165构成开关驱动电路，在“开”状态恒流输出。Q51、R164、R165构成稳压电路。该驱动电路与R166串联的部分实际上也是核心电路的组成部分
Q52、Q53、Q49、R154、R155、R156、R157、R158、R159、R160构成馈电电压监控电路，其中Q52起电压监控作用；Q53、R156、R157构成稳压电路，并与Q49和R154一起，共同构成恒流电路，使基准电压更加精准；R160为反馈电阻。
馈电电压监控电路与图6(d)类似，工作原理请参考本说明书对图6(d)的说明。
Q18、R118、R119构成基准电压稳压电路，并与馈电电压监控电路一起，共同构成基准电压产生电路。
Q54、Q55、R112、R113、R120、R153构成第一级馈电限压电路，当馈电电压达到或超过预设的值时，多余的电流从Q55的C极溢出。
LED113、LED14为馈电溢流负载，C14为滤波电容，避免馈电溢流负载产生闪烁。
Q50、R136、R137、R121、Q29、R109、R103构成受控的启动电路。其中Q29、R109、R103构成电流放大电路；Q50、R136、R137、R121构成控制电路。刚通电时，馈电电压较低，第一级馈电限压电路无电流溢出，Q50截止，Q29导通，此时主要由启动电路提供电流，使馈电电压逐渐上升，当上升到馈电电压监控电路所预设的上限时，整机开始工作，由馈电负载和启动电路一起提供工作电流。当馈电电压上升到第一级馈电限压电路所预设的值时，便有电流溢出，使Q50导通，而Q29则截止，启动电路被关闭。由于R109阻值较大，所以启动电路关闭时，功耗很小。
Q72、R171、R172、R173构成第二级馈电限压电路。
C15为馈电滤波电容。
Q40、R105、R170、R169、Q47、R101、R102、Q28、R98构成恒流控制电路。由于正常工作时，馈电电压较稳定，所以由Q40、R105、R170、R169构成的电路可以看成恒流电路；由Q47、R101、R102构成稳压电路；Q28为恒流控制三极管，R98为负反馈电阻。
R106提供基础电流通道。
LED1～LED112共112只发光二极管串联，构成馈电负载。
Q13、R90、R91、R138构成负载电压自适应电路。当馈电负载的电压降低时，Q28的E、C极间的电压就会上升，当Q28的E、C极间的电压上升到预设的值时，Q43导通，产生“输出电压够了”的效果，使输出电压测控电路停止输出置“开”信号，反之亦然。
Q56、Q31、R115、R92、C20、R139、R114构成输出电压测控电路，其中R139、R114构成分压电路，对输出电压取样；C20为延时电容，确保核心电路在升压电感为零电流时被置“开”。
当输出电压低于预设的值且Q43截止时，Q56导通、Q31也导通(假设此时Q30截止)，则Q31的C极输出置“开”信号。否则Q56和Q31均截止或Q31截止，停止输出置“开”信号。
Q30、R167、R168、R93、D4构成电感器电流测控电路。其中R167、R168为Q30的偏置电阻，R93为电流取样电阻，D4为R93的旁路二极管。当电感器电流大于预设的值时，Q30导通，禁止向核心电路传送置“开”信号，反之亦然。
Q73、Q74、Q75、R174、R175、R176、R177、R178、R179、R180、R181、C24构成功率增强电路。R176向C24充电，Q74和R177向C24提供放电回路(Q75导通时，Q74截止，否则Q74导通)。当输出电压偏低的时间占的比重较大时，在电感器电流较大时，Q30就开始截止，允许向核心电路传送置“开”信号，即取消“零电流导通”功能，这样一来，在其它电路参数不变的情况下，可以提高整机的输出功率。功率增强电路可根据需要选用。
LED115～LED228共114只发光二极管串联，构成第一扩展负载。
SW1为第一扩展负载的开关。
Q46、Q35、R18、R99、R100、R97、R108构成第一扩展负载驱动电路，其中R108提供基础电流通道。
LED229～LED342共114只发光二极管串联，构成第二扩展负载。
SW2为第二扩展负载的开关。
Q15、Q34、R17、R94、R95、R96、R107构成第二扩展负载驱动电路，其中R107提供基础电流通道。
通过控制SW1、SW2，即可实现分档调光的功能。
电路实施例2：输入输出隔离型的电路
其框图如图15所示，整套电路包括输入电路、功率因数补偿(PFC)电路、受控的启动电路、受控的馈电电路、主控电路、隔离型开关电路(包括变压器、开关管等)、输出整流滤波电路、缓冲电路、导通电流测控电路、变压器输出电流测控电路(零电流导通)、功率增强电路、输出电压测控电路、光电隔离控制电路、负载(第1到第n条负载支路，每条负载支路由若干LED出联)、负载驱动电路(带基础电流电路的恒流电路，每条负载支路有各自的驱动电路)、负载电压自适应电路。
其中，导通电流测控电路包含峰值置“关”、导通后期和截止后一段时间禁止置“开”功能电路，参见图16及其说明；
变压器输出电流测控电路用于零电流导通功能；
功率增强电路和负载电压自适应电路的作用与“电路实施例1”中的类似，但具体电路是不同的，参见图16及其说明；
在变压器有输出电流(若此时功率增强电路未输出锁定信号)和输出电压已够(输出电压达到预设值或负载电压已够)时，光电隔离控制电路停止输出置“开”信号。
其它各部分电路的构成和工作原理，在本说明书已有说明，这里不再重复。
图16为输入输出隔离型的LED灯电路原理图，其各部分功能说明如下：
输入电路(包括F1、D17～D20、L5、C104、C23)、核心电路(包括Q32、Q33、R122、R116、R166、C21、D23、S1)、馈电电压监控电路(包括Q52、Q53、Q49、R154、R155、R156、R157、R158、R159、R160)、基准电压稳压电路(包括Q48、R118、R119)、C15为馈电滤波电容、开关驱动电路(包括Q51、Q36、R111、R164、R165)、边沿加速电路(包括R117、R19、Q39)，与图14中的相同，这里不再重复说明。
Q44为开关管，R5为Q44的B极下拉电阻，R163为Q44的B极限流电阻。
由R187、R188、Q80、R191、R192、Q76、R189、R190、Q81、L6、Q60、D16、C16、R125、R124、Q69、R141、R142、R126、R146、R147、Q59构成单路升压型功率因数补偿(PFC)电路。
其中R187、R188、Q80、R191、R192、Q76、R189、R190、Q81为PFC电路的输出电压测控电路，当PFC电路输出电压达到预设的值时，Q80、Q76、Q81都截止，暂停PFC电路的运行，直到PFC电路输出电压降到预设的值以下；反之亦然。
L6为PFC电路的升压电感，Q60为PFC电路的开关管，D16为二极管，C16为PFC电路的输出电容，R125为Q60的B极限流电阻，R124为Q60的B极旁路电阻。
Q69、R141、R142为Q60的边沿加速电路，R126、R146、R147、Q59为PFC电路的导通电流测控电路，其中R126为电流取样电阻，R146、R147为Q59的偏置电阻。
T5为主变压器，D28为输出整流二极管、C27为输出滤波电容。
由C22、D27、D32、D33、R212、Q89、T6、D34、 L7构成缓冲电路。当开关管Q44由导通变为截止的瞬间，C22被充电；当开关管Q44导通时，Q89也导通，C22通过副变压器T6放电，在T6的次级产生感应电压，向输出端供电。电感L7有输出缓冲作用。二极管D33为Q89提供反向保护。
由R218、R219、Q50、R121、R109、R103、Q29构成受控的启动电路。
由D35、D29、R186、R193、Q78、R185、R213、Q79、R214、R217、R215、R216、Q82、Q90、R183构成受控的馈电电路。其工作原理与图6(e)的类似，D29为反向保护二极管。
由R123、R161、R162、Q8、R196、R194、R195、Q83、R206、R207、Q87、R208、C28、R209、R210、Q88构成导通电流测控电路。其中，R123、R161、R162、Q8构成导通电流峰值置“关”电路；R196、R194、R195、Q83、R206、R207、Q87、R208、C28、R209、R210、Q88构成导通后期和截止后一段时间禁止置“开”电路。R123、R196为电流取样电阻。
由R140、R182、Q77、R202、Q84构成输出电压测控电路。R140、R182为输出电压取样电阻。
由D30、D31、R198、R199构成变压器输出电流测控电路(零电流导通)。其中D31为反向保护二极管。
由R200、R201、Q85、R203、R204、R205、R211、C26、Q86构成功率增强电路。若输出电压偏低，则Q85截止的机会较多，C26上的充电电压较高，Q86导通，取消零电流导通功能，在输出电流较大时，允许置“开”，从而提高输出功率。
由R110、PC3、R197、R184、C20、Q31构成光电隔离控制电路。其中PC3为光耦，R110为PC3的限流电阻，C20为延时和抗干扰电容，R197为Q31的B极上拉电阻，R184为Q31的B极旁路电阻。
LED343～LED352为第一支路负载LED；LED353～LED362为第二支路负载LED。每条支路负载所串联LED的数量和支路的数量，根据需要确定。
由R220、Q91、R223、R224、Q93、Q92、R222、R225构成第一支路负载驱动电路(恒流驱动)。其中R225提供基础电流通路，R220、Q91为Q92提供驱动电流，R223、R224、Q93构成稳压电路，R222为电流负反馈电阻。Q92为恒流控制三极管。
由R230、Q97、R232、R233、Q99、Q98、R231、R234构成第二支路负载驱动电路(恒流驱动)。其工作原理与第一支路负载驱动电路的相同。
由R221、R226、Q94、R227、Q95、R228、R229、Q96、R235、R236、R237、Q100、Q101构成负载电压自适应电路。只有当两条支路恒流控制三极管的电压都达到预设的值时，Q96输出才导通，产生输出电压已足够的效果。
结构实施例1：带筋型材的横截面为长方形的LED灯。
如图17所示，其中图17(a)为剖视图(剖切面为铅垂面)，图17(b)为俯视图。
本实施例的LED灯在结构上主要包括型材主体1、端板12(两端各一块)、控制电路板8、LED灯板10、透明灯罩11。型材主体1采用铝合金型材，在型材主体1上加工出挂灯槽2、穿线孔15、防脱弹簧定位孔14、备用安装孔13等，地线6和防脱弹簧7通过螺钉4和螺母5安装在型材主体1上，护圈3安装在穿线孔处，型材主体1上有筋9(共有4条筋)。
筋9为向内开口的空心筋，在筋9的开口上分别插入控制电路板8和LED灯板10。在型材主体1的两端，在筋9的内孔加工出螺纹，用来通过螺钉安装端板12，两端的两块端板是一样的。
在LED灯板10上装有若干个LED，LED灯板10的LED一侧，大部分的面积都是电镀反光的，这样一来，既能最大限度的利用光能，又在结构上省掉了反光罩
本实施例的LED灯适合标准预埋盒的安装，提供以下安装方式：
先将LED灯的电线接上，在预埋盒上将两颗螺钉拧到相对安装面合适的高度，再拿上LED灯，使其中的一颗螺钉拨动防脱弹簧7，使LED灯的两个挂灯槽分别对准该两颗螺钉，螺钉头进入挂灯槽后推动LED灯到位即可。则防脱弹簧7对螺钉有一定的压力，使LED灯不易松脱。
护圈3保护电线不被割坏。
本实施例的LED灯，可根据不同的功率做成不同长度的灯，而无须另开模具，从而降低制造成本。
结构实施例2：带筋型材的横截面为圆形的LED灯。
如图18所示，其中图18(a)为剖视图(剖切面为铅垂面并在轴线处形成夹角)，图18(b)为俯视图，图18(c)为型材主体21的横向剖面图。
本实施例LED灯在结构上主要包括型材主体21、盖板22、装饰环30、控制电路板31、灯板31、LED 33、透明灯罩34。型材主体21和盖板22均为金属材料，在盖板22上有挂灯槽23、防脱弹簧定位孔36、备用安装孔35、穿线孔37等，地线27和防脱弹簧28通过螺钉25和螺母26安装在盖板22上，护圈24安装在穿线孔37处，型材主体21上有筋38(共有3条筋)。
装饰环弹簧29的形状为
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形，两端为固定点，中间为作用点。这种形状的弹簧可以用较细的线径，得到较大的弹力。装饰环弹簧29安装在盖板22的内侧，其两端利用安装盖板22的其中两颗螺钉固定，中间的作用点压住装饰环30，使装饰环30不松脱。
筋38为向内开口的空心筋，在型材主体21内腔安装控制电路板31和灯板32的位置，在筋上横向铣出两套槽，槽的宽度与控制电路板31和灯板32的厚度相适应。控制电路板31和灯板32的形状和大小须与型材主体21的内腔相适应，将控制电路板31和灯板32放到各自的槽位后，旋转一个角度，再通过锡焊或别的方式固定。
在型材主体21的两端，在筋38的内孔加工出螺纹，用来通过螺钉安装盖板22和透明灯罩34。
本结构实施例的LED采用聚光型封装，根据LED灯的不同应用场合，使每只LED的倾角在整个EED灯的发散角范围内均匀分布，这样一来，既能在要求的范围内聚光，又在结构上省掉了聚光罩。
安装方式等与结构实施例1的相似。