本发明一般涉及作为选定射频（RF）信号的调制而发送的数字信号的接收，并特别涉及用于降低所接收数字数据中的误差的新型电路。 很多用于接收以数字格式发送的数据的信号接收器，包括电视接收机，都在接收机前端采用一种双转换调谐器。这种接收器的第一本机振荡器一般呈现出较高的相位噪声电平，它与其他的相位噪声源一起倾向于降低解调的数字数据的可检测性（eye openings）。因此未补偿的相位噪声的过大电平会造成不可接受的对解调数据的误差率，特别是在打包较为紧密的数据地构型（constellation）的情况下更是如此。
另外，解调数据会由于幅度误差而退化，造成数据在带有不希望的偏移和/或在不希望的增益的情况下得到恢复。这些与幅度有关的误差还倾向于降低解调数据的可检测性，而且，象在相位噪声的情况下那样，如果这些误差得不到校正的话，就会造成不可接受的误差率，特别是在紧密打包的数据构型的情况下。
因此，本发明的一个基本目的，是提供一种用于校正解调数字数据信号的误差的改进系统。
本发明的一个更具体的目的，是提供一种改进的系统，用于降低解调数字数据信号的由于相位噪声而引起的误差率。
本发明的另一目的，是提供一种改进的系统，用于降低解调数字数据信号中的幅度误差。
本发明的进一步的目的，是提供一种改进的系统，用于迅速地跟踪和校正解调数字数据信号中的误差。
本发明的再一个目的，是提供一种改进的系统，用于校正解调数字数据信号与所接收信号的信/噪比（S/N）有关的误差。
本发明的这些和其他目的和优点，通过以下结合附图的描述，将变得更为明显。在附图中：
图1显示了用于解释本发明的操作的两种数据构型;
图2是矢量图，显示了在图1的数据构型中的相位噪声的影响;
图3是包含本发明的HDTV接收机的简化方框图;
图4是图3所示误差跟踪电路的更详细的方框图;
图5是矢量图，用于解释图4的误差跟踪电路的操作;
图6-9以示例的形式显示了图4的误差跟踪电路的各种LUT的内容;且
图10和11是矢量图，用于解释图4的误差跟踪电路的操作。
在不对本发明的范围构成任何限制的情况下，将利用一种数字电视信号发送系统来描述以下的最佳实施例。该系统，例如，可被用于数字式地传送一或多个NTSC信号或者一或多个HDTV信号，并且最好-虽然不是必需的-是如在这里被包含在参考文献中的美国专利第5，087，975和5，181，112号中所公布的类型。
在上述专利中公布的系统，采用了残留边带（VSB）形式的发送，其中数字数据在整个选定的RF信道上以多个多电平符号的形式得到发送。数据符号是以小的导频器进行发送的，以有利于接收机中的载波恢复，并可能包括相对值为-2，0，+2和+4的四个电平。该发送得到格式化处理，以提供相继的数据场，每一场包括多个数据段。每一数据场包括一个含有相对高低不平（rugged）的两电平垂直基准信号的数据段，而且每一数据段包括四个相继的两电平符号，该两电平符号包括一个相对高低不平的数据段同步字符。该垂直基准信号和数据段同步字符分别以NTSC垂直和水平速率出现。
这种多电平数字数据是在接收器中作为抑制载波的同相位（I）分量而得到恢复的，而从发送的VSB形式产生的相关正交（Q）分量则一般被忽略。在图1中显示了解调数字数据信号的一种理想化构型的例子，它包括分别以相对数据电平-2，0，+2和+4与I轴相交的多个水平行2，4，6和8。假定数据是纯随机的，导频器因而被设置在相对电平+1上，如虚线10所示。虽然包括四个数据电平的构型被认为在陆上广播环境中是最优的，但对于电缆发送则可以采用包括十六个数据电平的构型，如图1中的十六个水平行所示的。应该理解的是，虽然图1的十六电平构型提供了两倍于四电平的构型的数据速率，但对它的打包更紧密，因而在数据恢复中更容易受到误差的影响。与构型的规模无关，归因于发送的VSB形式，各个数据电平的特征在于Q值的连续范围，这些Q值是I数据电平变化的时间速率的直接函数。
存在着两种类型的误差可能会影响接收机精确恢复由图1的构型所代表的数据的能力，即：由于幅度噪声而产生的误差和由于相位噪声而产生的误差。幅度噪声引起的误差造成每一水平数据电平行沿Q方向均匀地变得模糊，而相位噪声引起的误差造成每一数据电平行的模糊性随着Q的增大而增大。因此，相位噪声在解调的信号中引入随着Q值的增大而直接增大的误差。相位噪声对解调信号的影响被显示在图2的部分构型中。假定一个解调数据符号由分别具有I分量I1和Q分量Q1的矢量V1表示。如果与数据电平I2相对应的矢量V2被发送，则矢量V1与正确的矢量V2相差一个角度T，该角度T代表了表征解调信号的相位噪声。可以看出，对于相同量的相位噪声，即由角度T代表的相位噪声，与正确的数据电平I2的差别随着Q而线性增大，因而在I轴的两侧定义了一条三角形相位噪声包络线E.因此，由角度T代表的相位噪声量将使正确的矢量V4被解调成矢量V3和使正确的矢量V6被解调成矢量V5.可以理解到，对于负的Q值和对应于相反方向角度的相位噪声，类似的一些误差将会在解调数据中产生。
进一步参见图2，可以理解到，解调矢量V1的校正随着构型的打包密度的增大而变得更为重要，且该校正要求将矢量逆时针转动角度T而到达矢量V2的位置。解调矢量V3和V5，可以以类似的方式，通过将矢量逆时针地转动角度T而分别到达矢量V4和V6的位置，而得到校正。因此，例如，校正的矢量V2可以从解调矢量V1利用以下三角等式计算出来：
I2＝I1cosT-Q1sinT
Q2＝I1sinT+Q1cosT
图3中一般地显示了包括用于实现上述校正的电路的接收器。发送信号由一个调谐器12所接收，后者可包括一个双转换调谐器，其第一本机振荡器级将一个较大量的相位噪声引入到被接收的信号之中。调谐器12的输出被加到一个IF放大器和同步检测器14上，后者产生出数据信号的解调I和Q分量。在发送信号中采用导频器10有利于载波信号在IF放大器和同步检测器14中的快速恢复。在根据恢复的载波解调接收信号后，恢复出数据段同步字符，后者又使得能够对数据时钟和垂直基准信号进行快速恢复。该同步检测器本身能够跟踪约在1至2KHz之间的相位噪声，这对于某些形式的发送信号可以是足够的，但当在一个紧密打包的构型中采用较多数目的数据电平时，例如图1所示的十六电平构成的，它是不够的。
解调数据信号的Ⅰ分量由一个信道均衡器16处理，并随后被耦合到一个误差跟踪环路电路18。如下面所要详细描述的，电路18跟踪相位噪声，以根据上述三角公式，通过适当地转动数据矢量来校正解调数据中的误差。最后，校正的解调数据信号被从电路18加到一个用于对相应的数据状态进行转换的限制器20。
图4中更详细地显示了相位噪声跟踪环路电路18。解调数据信号的I分量被从IF放大器和同步检测器14加到一个增益调节乘法器22，后者的输出通过一个延迟电路24和一个偏移调节加法器26而被加到一个复式乘法器28的一个输入端。在所述的实施例中，均衡器16不处理解调数据信号的Q分量，以最大限度地降低成本。因此，均衡器的I分量被加到一个希伯特变换滤波器30，后者的输出与数据信号的相应Q分量近似，该输出随后被加到复式乘法器28的一个第二输入端上。该希尔伯特变换滤波器可包括例如一个8位48管脚FIR滤波器。延迟电路24被设置在解调数据信号的I分量的路径上，以与由希尔伯特变换滤波器30引入的Q分量的延迟相匹配。可以理解的是，如果需要，来自同步检测器14的Q分量可以由均衡器16进行处理，如虚线所表示的，在此情况下，可以不需要延迟电路24和希尔伯特变换滤波器30。复式乘法器28根据前述三角公式，对所加的I和Q分量进行校正，以提供校正的10位输出分量I’和Q’。
用于控制乘法器28的相位噪声角度，在一个判定反馈环路中导出，该判定反馈环路对所施加的数据矢量进行递增调节直至它们沿着适当的方向得到了足够的转动，以补偿解调信号中的相位噪声误差。就解调的构型来说，这具有把图2的发散相位噪声包络线E收敛成图1的水平行的作用。
进一步参见图4，乘法器28的10位Q’输出被一个查寻表（LUT）32映射成相应的4位值，从而把数据构型的Q轴有效地分割成16个区域，这16个区域最好如图5所示地相对于I轴对称。乘法器28的10位I’输出被LUT34映射成表示I’分量的符号（即正或负）的一个1位信号和表示I’和最接收的有效I数据电平之差的一个7位值。对于高于在最接收有效I数据电平的I’值，提供正差值，而对于低于最接近有效I数据电平的I’值，提供负差值。
LUT34提供的差值的幅度，根据由如图6的曲线图所示的本发明的另一个方面来导出。图6表示包括LUT34的内容的五个存储页A-E，它们被有选择地用于控制判定反馈环路的增益。对各个页A-E，响应于I’和最接近有效I数据电平之差导出了一个加权因子W（其范围在零-Wmax之间），且导出的该加权因子W随着该差值的增大而增大。未加权的差△I’被乘以的加权因子W，以提供一个7位的加权差输出值△I’w。由于代表存储页的曲线的斜率从而A至页E逐渐增大，用于一给定的未加权△I’的加权因子W也相应地从页A至页E增大。其结果，加权输出差△I’w也从页A至页E增大，如下面所要解释的，这对判定反馈环路的增益（即响应时间）的控制有影响。
LUT34的前四页A-D是在表征接收信号的信/噪比的基础上加以选择的。因此，对于小于预定阈值的信/噪比，页A得到选择，从而使输出的加权差△I’w对所有的输入值都是零且不进行校正。当接收信号的信/噪比增大到该阈值以上时，存储页B、C或D得到选择，以提供相应增大的增益电平。最后，在与响应于一个垂直页选择信号的垂直基准信号相重合的时期间里，选择页E以提供最高的增益电平。其结果，在每一数据场的垂直基准信号期间，将实现非常迅速的校正，而在该场的其余部分中校正的速率是表征接收信号的信/噪比的函数。特别地，校正速率对于低信/噪比电平将被降低，而对于高信/噪比电平将得到提高。
LUT34的存储页A-D的选择，由一个信/噪比估计器36控制。信/噪比估计器36响应于一个垂直基准选通信号，以对LUT32和34的输出进行平方，从而提供对表征相对高低不平的2电平垂直基准信号的噪声的功率的估计。该噪声功率估计在一个累加器38中被积累起来，该累加器38在每一垂直基准信号的开始时得到复位，以提供对表征该垂直基准信号的信/噪比的估计，从而提供对接收数据信号的估计。该信/噪比估计随后由一个控制逻辑电路40量化成一个两位控制信号，以加到LUT34上。那些低于预定阈值的信/噪比估计值被量化成用于选择LUT34的存储页A的控制信号00，而那些高于该阈值的值被量化成分别用于选择页B、C和D的控制信号01、10和11。
经过映射的LUT32的4位输出和经过映射的LUT34和7位输出，被加到一个相位误差LUT42。相位误差LUT42，响应于来自LUT32和34的输入，产生出一个输出，该输出代表将被加到复式乘法器28上的解调数据矢量I、Q上的转动的方向和递增量，以校正表征该信号的相位噪声。因此，如果来自LUT34的差值代表一个正值（例如图5中的矢量A和B），则如果Q是正的（矢量A），转动方向就是顺时针的，如果Q是负的（矢量B），则转动方向就是逆时针的。另一方面，如果来自LUT34的差值是负的（矢量C和D），则如果Q是正的（矢量D），转动方向是逆时针的，而如果Q是负的（矢量C），转动方向便是顺时针的。以类似的方式，可以看出矢量J和L的转动是逆时针的而矢量K和M的转动是顺时针的。
由LUT42的输出表示的增量转动的量可以是一个固定的较小值，或者最好是可以随着Q和△I’的值的增大而从一个较小值增大的值。对较大的那些△I’w值采用较大的递增转动值，对于更迅速地校正与较大的△I’w值有关的较大幅度的相位误差应当是有利的。对较大的Q值采用较大的增量转动值，对于对有关的误差更可能是由于相位噪声而不是幅度噪声引起这一情况进行补偿，应当是有利的。
图7的示意图表更详细地描述了LUT42的操作。该图表显示了对于LUT32和34的不同输出而加到输入矢量I、Q上的增量转动的量和方向。该图表中具有正号的一个值，表示转动是顺时针方向的;而具有负号的一个值，则表示转动是逆时针方向的。因此，如果LUT32和34的输出具有相同的符号，则转动是沿着顺时针方向的;如果它们的符号是不同的，则转动是沿着逆时针方向的。对于低于选定阈值的所有Q值，增量转动的量为零，且对于高于△I’w的一个选定阈值，该增量转动量随着Q值的增大而增大。这是合乎需要的，因为如上面所述的，给定量的误差是由于相位噪声引起的可能性随着Q而增大。可以看到，对于高于前述阈值的输入，增量转动的量随着△I’w的值的增大而增大。与LUT34的多页存储器相配合，这使得能够对判定反馈环路的相位误差校正速率进行有选择的控制。即，在垂直基准信号期间且对于较高的信/噪比，通过LUT42提供较大量的增量转动，以在这种状态下增大相位误差校正的速率。
LUT42的输出通过一个PLL滤波器44而被加到一个累加器46上。累加器46在每一数据场开始时由一个从由检测器14恢复的垂直基准信号导出的复位信号复位，它对LUT42的滤波输出进行累积，以提供一个表示解调矢量I、Q的相角误差的输出。该相角误差由一个LUT48转换成相应的正弦和余弦值，这些值随后被加到乘法器28以把输入矢量转向正确的输出矢量。因此可以理解到，判定反馈环路响应于垂直基准信号而得到周期性的操作，在开始时把输入矢量迅速地转动到一个确定的校正位置，随后通过以较低的速率跟踪接收信号中的相位噪声变化，从而降低表征接收信号的相位噪声。
如前面所解释的，以小的Q值为特征的解调数据很少呈现由于相位噪声引起的误差。因此，在这种数据中的任何明显的误差最可能是由于不希望的幅度变化-诸如偏移误差和增益误差-而引起的。因此，根据本发明的另一方面，LUT32和34的Q和△I’w输出分别被加到偏移误差和增益误差LUT50和52上。增益误差LUT52还接收LUT34的表示I’的符号的单位输出。一般地说，LUT50和52为小的Q值产生出相应的输出误差值，以对于不希望的偏移或增益电平对解调数据进行补偿。这些误差值在各个数据场期间被累积在相应的累加器54和56中，这些累加器也在各个数据场开始时由一个复位信号进行复位。累加器54通过一个限制器和控制单元58而将累积的偏移误差信号加到加法器26，以适当调节解调数据信号的偏移;而累加器56通过一个限制器和控制单元60而将累积的增益误差信号加到乘法器22上，以适当调节解调数据信号的I分量的增益。
在图8和9的示意图表中，更详细地描述了LUT50和52的操作。图8的图表表示LUT50，该LUT50得到编程，以对解调数据信号中的幅度偏移误差进行补偿。参见图10，这种误差可由其各自的有效值均向上偏移了相应的量Y的矢量A和M的组合来表示，或由其有效电平均向下偏移相应的量Y的矢量J和D的组合来表示。正的偏移（例如矢量A和M）造成来自LUT34的正的△I’w值，而后者又提供了来自LUT50的负偏移误差信号。其结果，累加器54产生的偏移误差信号被减小，从而降低了解调数据的偏移，以提供校正的矢量A’和M’。负的偏移（例如矢量J和D）导致来自LUT34的负的△I’w值，后者又提供了来自LUT50的正的偏移误差信号。由累加器54产生的偏移误差信号因而被增大，以增大解调数据的偏移，从而提供校正的矢量J’和D’。在两种情况下都可以观测到，偏移调节对于其中解调数据中的幅度误差占有优势的小Q值具有高得多的灵敏度。如前所述，调节器还随着△I’w的增大而以可控的速率增大。
图9A和9B的图表代表LUT52，并得到了编程，以对解调数据信号中的幅度增益误差进行补偿。图9A和图9B的图表是从LUT34的符号位（代表I’值的正或负值）选择的，其中图9A的表是为I’的正值选择的，而图9B的图表是为I’的负值选择的。参见图11，这种误差可由矢量A和D的组合（过度的增益）或矢量J和M的组合（不足的增益）之一来表示。在过度增益的例子中，矢量A产生一个来自LUT34的△I’w的正值，从而从图9A的图表中读出一个负的增益误差值（I’为正）。这将有效地降低向乘法器22的控制输入，从而降低矢量A的幅度，以提供校正后的矢量A’。另一方面，矢量D产生一个来自LUT34的△I’的负值，因为采用了图9B的表（I’为负），这也提供了一个来自LUT52的负的误差值。因此，向乘法器22的控制输入再次被降低，以减小矢量D的幅度，从而提供校正后的矢量D’。在增益不足的情况下，至乘法器22的控制输入将被增大（例如对矢量J和M），以增大加到解调数据信号上的增益，从而提供校正后的矢量J’和M’。如在偏移调节的情况下那样，可以看到，对于其中解调数据中的幅度误差占有优势的小的Q值，该增益调节更为灵敏。在所选定的阈值以上，对于给定的Q值，增益调节的改变速率不随△I’w而改变。
另外，如在相位误差校正环路的情况下那样，可以注意到，偏移和增益误差调节环路在每一数据场的开始处得到复位，以响应于所接收的基准信号来对相应的调节进行快速初始更新，并随后以一个较慢的速率对在接收的解调数据中的误差进行跟踪，该较慢的速率最好与接收信号的信/噪比有关。
如上所述，解调数据的构型可以具有不同的数目的数据电平，诸如四和十六个。由于LUT32和34的内容取决于所用的构型，所以向各个LUT提供了构型选择输入，以便利用各个存储器的适当编程部分。另外，在某些情况下，可能希望在检测器14的I输出信道中采用线性梳状滤波器，以降低某些类型的干扰。采用这种线性梳状滤波器在构型中引入了额外的电平，这些电平可通过利用构型选择输入来容纳，以选择各个存储器的适当编程部分。
本领域的技术人员应该理解的是，在不脱离本发明的范围和精神实质的前提下，对本发明的所述实施例的众多改变是显而易见的。本发明只由所附权利要求书所限定。