电缆调制解调器 用的调谐器 本发明涉及电缆调制解调器用的调谐器，使用该调谐器的电缆调制解调器利用有线电视不用的频道来使得在家中能进行高速数据通信。
已经为有线电视(以下简称CATV)采用了称作HFC(混合光纤/同轴)的传输系统，其中主干网络用光纤实现，而同轴电缆仍用作分配器的输入线。采用这种传输系统是为了给普通家庭提供若干Mbits/sec的宽带数据通信服务。有可能只使用已不是最新技术的64 QAM(正交幅度调制)来提供传输速度为30Mbits/sec带宽为6MHz的高速数据线路。电缆调制解调器就是为这种应用而使用的。利用CATV中不用的一个频道，可进行4Mbits/sec至27Mbits/sec的高速数据通信。
图18是电缆调制解调器用的调谐器的一常规实例的框图。CATV信号含有发送到一站的、频率为5MHz至42MHz的上游信号及从该站发送到电缆调制解调器用的调谐器的、频率为54MHz至860MHz的下游信号，这些信号经过调谐器输入端11连接到电缆电路。从电缆调制解调器发送的上游信号被CATV站数据接收机(系统操作员)接收，并进入该站的计算机。已经经受QPSK发送器的正交相移键控(QPSK)的数据信号输入到电缆调制解调器地数据端10作为上游信号。将该数据信号传送到上游电路9及CATV输入端11以发送到CATV站。
在CATV站接收的一数据信号经受64 QAM调制，然后发送到电缆电路，并经过CATV输入端11进入电缆调制解调器作为下游信号。在调制解调器中，由调谐器选择需要的信号，该信号经受64 QAM解调、MPEG再现和CPU(中央处理单元)的处理，所得的数据信号提供给连接至调制解调器的计算机。
在调谐器中对下游信号作如下处理。输入至CATV输入端11的下游信号通过宽频带放大电路1，然后被第一本地混频器电路2和第一本振电路7变换成具有950MHz频率的第一中频(IF)信号。第一本振电路7的振荡频率由PLL(锁相环)频道选择电路13进行微计算机控制。已变换到第一中频的IF信号由第一IF输入调谐电路3调谐，和由第一IF放大电路4放大，在第一IF输出调谐电路5进行频道选择，此后把信号引入第二混频器电路6。
在第二混频器电路6中，用第二本振电路8把第一IF信号变换成第二IF信号，变换后的第二IF信号被提供到IF输出端12。如同第一本振电路7，第二本振电路8处于PLL频道选择电路13的PLL控制之下。一般说，应用44MHz作为第二中频。从调谐器输出端输出的第二IF信号经受到达5MHz基线的变换、A/D变换、64 QAM解码和MPEG处理，此后把结果信号作为数据信号提供出去。
电缆调制解调器的调谐器始终保持在接收的等待状态。因此，要求功耗低。然而，在常规的二次变频式电缆调制解调器用的调谐器中，等待状态的功耗高达1至2W，与工作时的功耗相比，此功耗是极大的。尤其是第一混频器电路2和第一本振电路的功耗高达全部功耗的约70％。
在上述常规电路中，由于二次变频方法使用二个电路，即第一本振电路7和第二本振电路8，所以防止这些电路之间的干扰是必需的，因此保证严格电屏蔽的机盒设计成为非有不可。此外，还必须设计机箱使其有足够空间来进一步减少干扰。因此，外形变得笨大，而且由于本振间的干扰更容易发生本地的附加扰动，其结果是通信更可能出错。
此外，在该常规实例中，IF放大电路的输入电路不是只调谐到所需信号的那种调谐电路而是宽频带放大电路1。因此，在CATV信号全波输入的情况下，可能有无线干扰导致的失真。这就变得难于提高功率增益和降低噪声系数，从而意味着通信更可能出错。
此外，由于第一本振频率在1GHz至2GHz的频带内，也难于改善作为VCO(压控振荡器)的振荡器的颤噪声(microphonic noise)和相位噪声。这就导致产品的通信差错(BERT(比特出错率)恶化)。
因此，本发明的一个目的是提供一种适用于电缆调制解调器的始终保持在等待接收状态的调谐器，该调谐器因采用单次变频方法而功耗较低。
本发明的另一目的是提供一种用于电缆调制解调器的紧凑而轻便的调谐器，该调谐器允许对屏蔽结构简化并且电路元件之间不需要大的空间和距离，因为它较不容易使通信出错。
简短地说，在本发明的调谐器中，用于发送数据的上游电路连接到CATV站的上游方，用于排除上游方数据的滤波器电路连接到下游方，作为不同频率输入的接收信号从滤波器电路的输出加到选择电路，作为输入来接收的至少二组信号按照频带有选择地从选择电路输出，各组信号用RF调谐电路分别调谐到预定频率，由变频电路变换为中频信号和由IF放大电路放大。
因此，按照本发明，由于采用单次变频方法，得到了一种功耗较低的、因而适用于始终保持在等待接收状态的电缆调制解调器的调谐器。此外，和采用二次变频方法的调谐器不同，不存在本振电路之间的干扰，因此不存在由本地附加扰动引起的通信差错。因而，可以简化屏蔽结构，电路元件之间不需要大的空间，因此调谐器可以制造得紧凑和轻便。
最好，只使与选择电路选择的频带相对应的RF调谐电路和变频电路工作，而停止与其他频带相对应的RF调谐电路和变频电路的工作。
最好，每个RF调谐电路包括：RF输入调谐电路，用于把选择的接收信号调谐到预定频率；RF放大电路，用于放大从RF输入调谐电路输出的信号；和RF输出调谐电路，用于把从RF放大电路输出的信号调谐到预定频率。
每个变频电路包括：本振电路，用于产生本振信号；和混频器电路，用于根据本振电路产生的本振信号变换从RF调谐电路输出的信号。
选择电路包括PIN二极管，控制增益用的自动增益控制电压加到PIN二极管的阳极。RF放大电路包括双栅极型的MOSFET，该MOSFET在第一栅极接收从RF输入调谐电路输出的信号，在第二栅极接收用于控制增益的自动增益控制电压。
最好，在选择电路的输入方设置一衰减器，用以衰减作为输入接收的信号的电平，并把控制增益用的自动增益控制电压加到该衰减器。
最好，选择电路有选择地输出三组接收信号，第一组属于第一频带，第二组属于具有比第一频带更高频率的第二频带，第三组属于具有比第一和第二频带更高频率的第三频带，为这三个频带的每一个配备RF放大电路和变频电路。
在另一实施例中，选择电路在第一频带、具有比第一频带更高频率的第二频带、和具有比第一和第二频带更高频率的第三频带当中有选择地输出第一和第二频带及第三频带的二组接收信号；RF输入调谐电路包括一切换电路，用于切换分别与第一和第二频带对应的第一和第二调谐电路；RE输出调谐电路包括一切换电路，用于切换分别与第一和第二频带对应的调谐电路。
第三频带的RF输入调谐电路设有：包括高通滤波器、调谐线圈、可变电容元件及调谐电压施加电路在内的调谐电路；用于阻抗匹配的变容二极管；以及偏置电路。
第一和第二频带中每个频带的RF输入调谐电路包括：双调谐型输入电路、阻抗匹配元件以及偏置电路。
本发明的以上和其他目的、特点、方面及优点通过结合附图的以下详细描述将变得更为显而易见，附图中：
图1是本发明第一实施例的框图；
图2是本发明第二实施例的电路图；
图3是表示图2实施例中RF输入调谐电路一实例的电路图；
图4是表示本发明第三实施例的电路图；
图5是表示本发明第四实施例的电路图；
图6是表示本发明第五实施例的电路图；
图7是表示本发明实施例和常规例子的特性对比的图形；
图8是按照本发明第六实施例的电路图；
图9是表示本发明第七实施例的电路图；
图10是表示本发明第八实施例的电路图；
图11是表示比较本发明实施例和常规例子的互调制和交叉调制的图形；
图12是表示本发明第九实施例的框图；
图13是表示本发明第十实施例的电路图；
图14是表示本发明第十一实施例的电路图；
图15是表示本发明第十二实施例的电路图；
图16是表示本发明第十三实施例的电路图；
图17是表示本发明第十四实施例的电路图；和
图18是常规例子的调谐器的框图。
图1是表示本发明第一实施例的框图。作为上游信号从数据端10供给的已进行QPSK调制的数据信号通过上游电路9，然后供给CATV输入端11，并发送到CATV站。同时，从CATV输入端11供给的下游信号通过高通滤波器20，分别输入到输入选择电路14、15和16，并切换到UHF频带、VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的电路。
高通滤波器20具有5至46MHz的衰减范围及54MHz或更高的通带。UHF频带是指470至860MHz，VHF·HIGH频带是指170至470MHz，VHF·LOW频带是指54至170MHz。然而，并没有具体限定这些范围。至于输入选择电路14、15和16的切换方法，通常采用利用开关二极管的方法，或采用分割频带宽度的滤波器的方法。在本实施例中，采用利用开关二极管的方法。
这些频带的每一个与接收频道一致地被设为工作状态，而其余频道则设为不可工作状态。例如，当接收UHF频带的频道时，UHF频带的输入选择电路14、RF输入调谐电路14、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路33和本振电路36设为工作状态，而VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的输入选择电路15和16、RF输入调谐电路25和26、放大电路28和29、RF输出调谐电路31和32、混频器电路34和35、以及本振电路37和38分别设为不工作。
同样，当接收VHF·HIGH频带时，VHF·HIGH频带的输入选择电路15、RF输入调谐电路25、RF放大电路28、RF输出调谐电路31、混频器电路34和本振电路37设为工作状态，而UHF频带和VHF·LOW频带的输入选择电路14和16、RF输入调谐电路24和26、放大电路27和29、RF输出调谐电路30和32、混频器电路33和35以及本振电路36和38则停止工作。
当接收VHF·LOW频带时，VHF·LOW频带的输入选择电路16、RF输入调谐电路26、RF放大电路29、RF输出调谐电路32、混频器电路35以及本振电路38设为工作状态，而UHF频带和VHF·HIGH频带的输入选择电路14和15、RF输入调谐电路24和25、RF放大电路27和28、RF输出调谐电路30和31、混频器电路33和34、以及本振电路36和37则停止工作。
不论频带之间怎样切换，包括上游电路9、高通滤波器20、IF放大电路39和41、SAW(表面声波)滤波器40和CPU17在内的共用电路总是设为工作状态。当频道选择数据从CPU17发送到PLL频道选择电路时，就发生一系列操作。当根据频道选择数据选择频道时，输入选择电路14、15或16按照与频道选择同时选择的频带信息而工作，电源切换到相应频带的电路上。
现在来说明每一频带上的工作。如上所述，CATV信号通过高通滤波器20，此后进入发生频带切换的输入选择电路14、15和16。各相应输出分别提供给其输出与频道调谐一致的RF输入调谐电路24、25和26。各已调谐信号由RF放大电路27、28和29放大，供给到输出接收信号的RF输出调谐电路30、31和32。
此后，已选择的接收信号由混频器电路33、34和35及本振电路36、37和38变换成IF信号、由IF放大电路39放大、通过SAW滤波器40、由IF放大电路41进一步放大，然后从IF输出端57作为IF输出信号输出。
在图18所示的先有技术中，在宽带放大电路1接收作为CATV信号的多波信号，因此极有可能产生失真。为解决此问题，必须使大电流流入放大器器件。此外，由于第一混频器电路2需要至少+10dBμ的本振信号，所以放大第一本振电路7输出的本振信号的电路需要大电流。
在上述第一实施例中，为了接收所希望的信号，在作为RF放大电路的输入电路的RF输入调谐电路24、25和26中设有调谐电路。所以，多波信号不直接加到放大电路，因此抑制了失真。结果，使大电流流动变得无必要了。在图18所示的先有技术例子中，为了抑制宽带放大电路1中的失真，功率增益设置为约10dBμ的低数值。与此相反，按照第一实施例，由于输入电路中设有调谐电路，设置较高增益而又抑制失真变得较为容易，作为结果，可以降低噪声。
由于变频电路的形成是每个频带用一个电路，所以不经历振荡电路之间干扰造成的本地附加扰动，这与图18所示的常规二次变频方法不同。因此，不需要保证电路装置之间一定的空间，也不需要提供屏蔽来防止干扰。因此，外形可以做得紧凑，屏蔽结构可以简化。
此外，在图18所示的先有技术中，第一本振电路7的本振频率高达1至2GHz，因而势必产生VCO(压控振荡器)的相位噪声和颤噪声。然而，在第一实施例中，本振电路36、37和38的本振频率只须比接收频率高出中频。因此，可以抑制相位噪声、颤噪声等等。
图2是表示第二实施例的电路图。在说明本实施例之前，先来进一步描述第一实施例的细节，以便弄清楚第一和第二实施例之间的区别。按照上述第一实施例，用于电缆调制解调器的调谐器划分成接收470至860MHz频率之间的信号的UHF频带(B3频带)、接收具有170至470MHz频率的信号的VHF·HIGH频带(B2频带)和接收具有54至170MHz频率的信号的VHF·LOW频带(B1频带)，每个频带有一接收电路。然而，频带划分可以任意设定而不局限于上述的那一种划分。
下游信号通过IF滤波器(高通滤波器)20然后进入输入切换电路并被切换到UHF频带、VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的各自电路。IF滤波器20是具有5至46MHz的衰减范围及至少54MHz通带的高通滤波器。上述各频带有选择地与接收频道一致地设置到工作状态，未选择的频带则设置到不工作状态。
例如，当接收UHF频段的频道时，包括PIN二极管21、RF输入调谐电路24、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路33、本振电路36、IF放大电路39、SAW滤波器40和IF放大电路41在内的电路的功能设置在工作状态，而分别包括PIN二极管22和23、RF输入调谐电路25和26、RF放大电路28和29、RF输出调谐电路31和32、混频器电路34和35以及本振电路37和38在内的VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带电路则停止工作。
现在来描述所述各频带的每一个的工作状态。CATV信号由包括PIN二极管21、22和23、电阻42、43、44和45、电容器46、47、48和49及为各频带提供电源电压+B1、+B2和+B3的电源端50、51和52在内的输入切换电路来选择，此后送到RF输入调谐电路24、25和26，由RF放大电路27、28和29放大，然后到RF输出调谐电路30、31和32，接收信号由此输出。从RF输出调谐电路30、31和32输出的信号由混频器电路33、34和35及由本振电路36、37和38变频，送到IF放大电路39和SAW滤波器40，此后进一步由IF放大电路41放大，提供到IF输出端57。此操作对所有频带都是共同的。
当各频带处于工作状态时，输入切换电路由相应的电源端50、51和52供电。当接收UHF频带时，电压+B1加到电源端50，偏压由偏置电阻43和42加到PIN二极管21使其接通，因此UHF信号通过。同时，由于电源不提供给VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的电源端51和52，PIN开关二极管22和23关断，因此这些频带的信号不通过。这种操作方式对所有频带都是共同的。
提供到AGC端53的RF AGC电压通过偏置电阻54、55和56加到RF放大电路27、28和29的第二栅极。一般，RF放大电路27、28和29使用双栅极MOSFET，给其第一栅极供应输入信号，而第二栅极接受反向AGC电压。
如上所述，在图2所示的电缆调制解调器用的调谐器中，把双栅极MOSFET元件应用到RF放大电路27、28和29，其第一栅极接受输入信号，其第二栅极接受AGC电压。因此，当输入信号电平不高于60dBμ时，它以全增益工作，当输入信号电平超出60dBμ时，一DC电压加到AGC端53，使调谐器的输出电平始终保持恒定。该DC电压加到双栅极MOSFET的第二栅极，并且实现这样的功能，即当以反方向施加DC电压时RF放大电路的功率增益被减小。
CATV信号包括大约100频道的大量信号，同一电平的各个信号同时输入到调谐器的输入端11。输入信号送到RF输入调谐电路24、25和26，需要的信号由此输出加到构成RF放大电路27、28和29的双栅极MOSFET的第一栅极。然而，当输入信号电平超过60dBμ时，互调制如CSO(复合二阶拍频)及CTB(复合三阶拍频)的可能性及交叉调制的可能性较大。
参照图2，用于UHF频带的RF输入调谐电路24如图3所示。参照图3，前级的输入信号切换电路72和后级的RF输入调谐电路24及RF放大电路27之间的阻抗匹配用串联的隔DC电容器60、63和阻抗匹配线圈来实现。此外，调谐电路由调谐线圈64、变容二极管65和抑制变容比的电容器66形成。调谐电路的调谐点由从端子70通过偏置电阻67供给变容二极管65的调谐电压来调节。
从端子71经过RF扼流圈68把UHF频带的规定偏置电压供给后级的RF放大电路27，旁路电容器69连接到端子71。一般，RF放大电路27使用双栅极MOSFET，其第一栅极接受输入信号，其第二栅极接受反向AGC电压。
在具有图3结构的RF输入调谐电路24中，给后级的RF放大电路27的偏压通过RF扼流圈68供应。因此，借助RF扼流圈68的输入电容和后级的RF放大电路27的输入电容，构成了谐振电路。由于该谐振电路适应于在400MHz附近谐振，当接收所需信号时，它易受干扰信号的影响。此问题用将在以后描述的第四实施例来解决。
在具有图3结构的RF输入调谐电路中，当多波CATV输入信号以75dBμ或更高的强信号电平加来时，在变容二极管65中互调制和交叉调制的可能性就变得更大。
图4是第三实施例的电路图，其中与图2对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。在第三实施例中，图1所示的各频带的输入选择电路14、15和16由PIN二极管21、22和23组成，该PIN二极管21、22和23与后级的RF放大电路27一起受AGC电压控制，以便改进与RF放大电路非线性失真有关的特性。
参照图4，对于UHF频带，有PIN二极管21、隔直流电容器47、RF输入调谐电路24、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路33、本振电路36、偏置电阻75和88、AGC偏置电阻81和84、以及NPN晶体管78。
对于VHF·HIGH频带，有PIN二极管22、隔直流电容器48、RF输入调谐电路25、RF放大电路28、RF输出调谐电路31、混频器电路34、本振电路37、偏置电阻76和89、AGC偏置电阻82和85、以及NPN晶体管79。
此外，对于VHF·LOW频带，有PIN二极管23、隔直流电容器49、RF输入调谐电路26、RF放大电路29、RF输出调谐电路32、混频器电路35、本振电路38、偏置电阻77和90、AGC偏置电阻83和86、以及NPN晶体管80。给各频带配备共用的高通滤波器20、上游电路9、IF放大电路39和41、以及SAW滤波器40。
CATV输入信号输入到输入端11、经过用于排除5至45MHz频率的上游信号的高通滤波器(HPF)、经过隔直流电容器46、然后加到PIN二极管21、22和23。如所周知，PIN二极管21、22和23时常利用当以阳极到阴极的方向控制电流时RF电阻改变的特性来用作衰减器电路。
在本实施例中，偏压由偏置电阻42、75、76和77加到PIN二极管21、22和23，电流由NPN晶体管78、79和80控制。加到PIN二极管21、22和23的偏压从电源92、93和94供给。NPN晶体管78、79和80受从AGC端91通过电阻81、82和83供应的AGC电压控制。
因此，通过改变供给PIN二极管21、22和23的偏压就能选择每个频带。例如，当电源加到电源端92时，PIN二极管被偏置，因此VHF频带的电路工作。此时，电源端93和94受控制使电压不向其施加。因此，PIN二极管22和23变得具有无穷大的电阻，所以VHF·HIGH频带的电路和VHF·LOW频带的电路被设为关断状态。同一原理适用于VHF·HIGH频带的电路或VHF·LOW频带的电路有选择地工作时的情况。
CATV信号受PIN二极管21，22和23的控制、送到隔直流电容器47、48和49，然后供给RF输入调谐电路24、25和26。输入到RF输入调谐电路24、25和26的CATV信号调谐到所需的信号上、由RF放大电路27、28和29放大、由本振电路36、37和38以及混频器电路33、34和35变频为IF信号、然后输出至IF放大电路39。IF放大电路39之后的电路元件的工作与先有技术中的相同。
其次来说明延迟的AGC。在本发明的第三实施例中，为了改进与RF放大电路中失真有关的特征，设置AGC偏压使PIN二极管21、22和23的AGC操作的发生早于RF放大电路27、28和29的AGC操作。因此，变得有可能把输入到RF放大电路27、28和29的CATV信号设置到出现失真时的输入电平。至于AGC的偏压设置，由PIN二极管21、22和23的偏置电阻42、75、76和77设置到RF·AGC开始工作的起点。
此后，用偏置电阻84、88、85、89、86和90设置AGC电压，使RF放大电路27、28和29的AGC操作的进行与PIN二极管21、22和23的增益衰减量一致。例如，如果RF·AGC操作准备在CATV信号具有60至90dBμ的输入电平时进行，则将PIN二极管21、22和23的偏压设置得使AGC操作在60dBμ处开始。此后，确定AGC偏置电阻84、85、88、89、86和90的数值，使得当输入电平达到75dBμ时，RF放大电路27、28和29的AGC操作开始，这里假定了PIN二极管21、22和23的增益衰减量为-15dB，于是设置了所需的AGC偏压。
图5是表示本发明第四实施例的电路图。在图5中，与图4对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。本实施例与第三实施例的不同处在于PIN二极管21、22和23不经受AGC，而在PIN二极管21、22和23的前级设一PIN衰减器电路95，该衰减器电路95经受AGC。
更具体地说，在第四实施例中，图4所示的共同电路未作重大修改，只是在调谐的输入电路中设立PIN衰减器电路95。偏压从电源97经过NPN晶体管96供给PIN衰减器电路95，该电源97为所有频带共用。AGC电压从AGC端53经过AGC电阻98供给NPN晶体管96，以便控制PIN衰减器电路95的衰减量。RF放大电路27、28和29的AGC偏压以与上述第三实施例相同的方式设置。如此，在与上述第三实施例相同的第四实施例中，可进行延迟的AGC操作，因此可改进与失真有关的特性。
图6是第五实施例的电路图，其中与图4和图5对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。第五实施例涉及上述各实施例的RF输入调谐电路的改进，尤其是UHF频带中特性的改进。
参照图6，电容器130和线圈131组成截止频率为400MHz的高通滤波器。此外，还有阻抗匹配线圈61、调谐线圈64、变容二极管132和133、抑制变容比用的电容器134、偏置电阻135和136、隔直流电容器137、偏置电阻137及旁路电容器138。
电容器130和线圈131组成高通滤波器，而调谐线圈64、变容二极管132和抑制变容比用的电容器134则组成调谐电路。阻抗匹配线圈61和匹配用变容二极管133则实现与调谐电路的匹配。偏压通过供应调谐电流的偏置电阻135和136加到变容二极管132和133，而RF放大电路27的偏压是由电阻137和旁路电容器138供应。
在图3所示的电路中，由于存在RF放大电路27的输入电容和在RF放大电路27的输入侧设立的RF扼流圈68的输入电容，形成了谐振频率约为400MHz的谐振电路，因此该谐振电路在接收需要的信号时易受干扰信号的影响。然而，由于在第五实施例中偏压用电阻供给RF放大电路27，不形成谐振电路，所以干扰信号的影响可大大减轻。
图7是第五实施例与先有技术对比的在RF输入调谐电路中经受的失真的图形。可以看出，如CSO(复合二阶拍频)和CTB(复合三阶拍频)之类的互调制的改善在15dB以上，交叉调制的改善在10dB以上。与此同时，就镜象比和本振信号泄漏而论的选择性和特性得到改善，由于改善了选择性，可以抑制功率增益和噪声系数的恶化。
图8是表示第六实施例的电路图，其中与图6实施例对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。参照图8，本实施例与图6实施的不同处在于图6中调谐用的变容二极管132被变容二极管电路150取代，在该变容二极管电路150中，相同的变容二极管并联，再以相反方向串联。
下面来描述作为RF输入调谐电路的调谐电容器使用的变容二极管。调谐电容器，如图6所示，用单一的变容二极管元件132实现，并呈现了它的功能。然而，当多波CATV信号具有75dBμ或更高的高输入电平时，尤其是加在变容二极管上的偏压浅时，电容器会处于宽振幅模式，如所周知，会呈现检波功能。
因此，在本实施例中，通过利用这样的特性，即当变容二极管串联时，加在一个串联的变容二极管的对立端的信号电平减少到1/2。然而，如果简单地将二极管串联，各变容二极管的内阻(串联电阻)也是串联的，从而降低了谐振电路的有效Q值，使选择性恶化。
为了解决此问题，将具有相同特性的二极管并联，然后将已并联的二极管串联。通过具有相同特性的二极管的并联，内阻被减到1/2，而变容比与修改前相同。此外，调谐电容的最小值也保持与以前相同。各变容二极管必须具有相同特性以避免本振电路和RF放大电路的谐振电路(调谐电路)之间的跟踪误差。
在描述第七实施例之前，要再次说明图2所示的电路以便明确本实施例和图2实施例的区别。在图2所示的实施例中，VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带用的RF输入调谐电路25和26如图3所示。在表示第七实施例的图9中，与图2对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。
参照图9，调谐线圈142和143、变容二极管144和145以及电容器146和147分别构成VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的调谐电路。阻抗匹配线圈140和141及耦合电容器148和149实现RF输入调谐电路25和26与前级的输入信号切换电路之间和与后级的RF放大电路28和29之间的匹配。
调谐电压从调谐电压输入端155和156经过偏置电阻151和152加到变容二极管144和145。借助加到变容二极管144和145的调谐电压来调节调谐电路的调谐点。
给RF放大电路28和29的偏压由VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的偏压电源端157和158通过偏置电阻153和154提供。RF输入调谐电路的输出信号供给作为RE放大电路28和29的部件的双栅极MOSFET的第一栅极，反向AGC电压由AGC端53经过电阻55和56加到MOSFET的第二栅极。
因此，当RF放大电路28和29的输入信号电平不高于60dBμ时，DC电压加到AGC端53以保证全增益工作，而当输入信号电平超过60dBμ时，调谐器的输出电平始终保持恒定。由于DC电压连接到双栅极MOSFET的第二栅极，就具有在反向施加DC电压时降低RF放大电路功率增益的功能。
CATV信号含有约100频道的许多信号，并且这些信号同时以相同电平输入到调谐器的输入端。信号送到输入调谐电路，所需的信号从输入调谐电路输出，然后加到作为RF放大电路的双栅极MOSFET的第一栅极。然而，存在这样的问题，即当输入信号电平超过60dBμ时，更有可能出现诸如CSO和CTB的互调制和出现交叉调制。此外，当多波CATV信号作为具有75dBμ或更高的输入信号电平的信号加到RF输入调谐电路25和26时，在变容二极管144和145中出现互调制和交叉调制的可能性有所增加。
图10是表示本发明的第八实施例的电路图，其中与第五和第六实施例对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。图10所示的第八实施例的目的是改进与RF输入调谐电路的失真有关的特性，尤其是改进与VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的RF输入调谐电路的互调制有关的特性。按照本实施例，即使作为CATV信号的多频道信号以60dBμ或更高的高信号输入电平输入，也能抑制失真。
在RF输入调谐电路的后级中设立的RF放大电路由双栅极MOSFET组成。然而，当多波信号以不低于60dBμ的输入电平输入时，双栅极MOSFET易受失真。因此，本发明的目的是改进RF输入调谐电路的特性以防止这种信号的输入。此外，通过降低加到输入调谐电路的每个变容二极管元件上的信号电平来改善与调谐电路失真有关的特性。
参照图10，用于VHF·HIGH频带的RF输入调谐电路25包括：双调谐电路200；变容二极管172和180，用于实现与前级电路的阻抗匹配；及变容二极管174，用于实现与后级电路的阻抗匹配。双调谐电路200由第一谐振器电路201和第二谐振器电路202组成，第一谐振器电路201包括调谐线圈160和变容二极管164，第二谐振器电路202包括与调谐线圈160耦合的调谐线圈161及变容二极管165。变容二极管164由串联的电路构成，这些电路设有并联的、基本上具有相同特性的变容二极管。
偏压通过电阻183和196加到匹配用的变容二极管172、180和174，而调谐用的偏压则通过电阻184和194加到变容二极管164和165。偏压加到调谐电压输入端155。偏压从偏压端157通过电阻188加到后级的RF放大电路28。旁路电容器190连接到调谐电压输入端155，旁路电容器191连接到偏压端157。
VHF·LOW频带的RF输入调谐电路26的结构和上述的RF输入调谐电路25相同。包括调谐线圈162和变容二极管166的第一谐振器电路204及包括调谐线圈163和变容二极管167的第二谐振器电路构成双调谐电路203。此外，RF输入调谐电路包括匹配用的变容二极管173、181和175，偏置电阻185至189以及旁路电容器192和193。
由PIN二极管组成的选择电路22和23所选择的VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的接收信号用匹配用的变容二极管172、180和173、181来匹配，然后送到包括变容二极管电路164和166、线圈160和162及用于抑制变容比的电容器168和170在内的调谐电路，并调谐到具有由调谐电压确定的频率的信号上，其中调谐电压从调谐电压输入端155和156输入。
由调谐电路调谐的信号分别传送到与线圈160和162耦合的调谐线圈161和163，再分别在包括线圈161和163、变容二极管165和167、用于抑制变容比的电容器169和171在内的调谐电路中用从调谐电压输入端155和156输入的调谐电压进行调谐。
已调谐的信号经过与后级电路匹配用的变容二极管174和175及经过隔直流电容器177和179供给后级的RF放大电路28和29的输入端。偏压经过电阻188和189加到RF放大电路28和29的输入端，使得为强输入信号进行AGC操作。
下面来说明作为RF输入调谐电路的调谐电容器的变容二极管电路164和166。通常，调谐电容器由一个变容二极管元件组成。然而，当多波CATV信号处于不低于75dBμ的高电平时，尤其当加到变容二极管的偏压浅时，变容二极管进入宽振幅模式，呈现检波功能。为了解决此问题，在本实施例中，将两个变容二极管串联，使加在每个串联二极管的对立端的信号电平减少到1/2，从而抑制了失真。
然而，二极管简单的串联意味着变容二极管内阻(串联电阻)的串联，这就降低了谐振器电路的有效Q值(调谐锐度)，恶化了选择性。为解决此问题，将相同特性的二极管并联，再把并联后的二极管串联。通过把相同特性的二极管并联，可降低内阻到1/2，而变容比则与修改前相同。
此外，调谐电容的最小值可用这种结构做得与修改前相同。此外，由于采用了具有相同特性的变容二极管，就有可能避免本振电路和RF放大电路的谐振器电路(调谐电路)之间的跟踪误差。由于失真也可能出现在与调谐电路匹配用的变容二极管172和173中，变容二极管也象上述调谐用的变容二极管164和165一样地并联然后串联，以便抑制失真。
图11表示与先有技术比较在互调制和交叉调制方面的改进的图形。从图11中可见，先有技术的包括CSO和CTB的互调制由线条1表示，而根据本发明的互调制由线条L表示，这意味着有15dB以上的改善。先有技术的交叉调制由线条m表示，而本实施例的交叉调制由线条M表示，这意味着有10dB以上的改善。此外，与镜象比及本振信号泄漏有关的特性得到改善，从而改善了选择性。由于改善了选择性，可以抑制功率增益和噪声系数的恶化。
图12是表示本发明第九实施例的框图。按照本发明，利用包含二个系统的电路结构，减少了与图18所示的先有技术例子相比的电缆调制解调器用的调谐器的电路规模。已经经受QPSK调制的上游信号从数据端10输入到上游电路9，并经由输入端11从上游电路9发送到CATV站。输入到输入端11的下游信号通过高通滤波器20输入到输入选择电路14和15。高通滤波器20具有5至46MHz的衰减范围，其通带不必低于54MHz，它截断从上游电路9输出的上游信号。
输入选择电路14和15如后所述由开关二极管组成，它们如后所述把已通过高通滤波器20的信号分别切换到UHF频带和VHF频带的电路。输入选择电路14和15也可以使用滤波器进行带宽划分的方法来切换输出。
当接收UHF频带的频道时，UHF频带的输入选择电路14、RF输入调谐电路24、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路33及本振电路36设为工作状态，而停止VHF频带的输入选择电路15、RF输入调谐电路25和26、RF放大电路28、RF输出调谐电路31和32、混频器电路34及本振电路37和38的工作。
当接收VHF·HIGH频带的频道时，VHF频带的输入选择电路15、RF输入调谐电路25、RF放大电路28、RF输出调谐电路31、混频器电路34及本振电路37设为工作状态，而停止UHF频带的输入选择电路14、RF输入调谐电路24、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路35及本振电路36的工作。此时，切换用的开关二极管125至127断开，因此RF输入调谐电路26和RF输出调谐电路32不工作。
当接收VHF·LOW频带的频道时，开关二极管125至127接通，VHF频段的输入选择电路15、RF输入调谐电路25和26、RF放大电路28、RF输出调谐电路31和32、混频器电路34及本振电路38设为工作状态。停止UHF频带的输入选择电路14、RF输入调谐电路24、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路33及本振电路36的工作。
不论切换到哪个频带，包括上游电路9、高通滤波器20、IF放大电路39和31、SAW滤波器40及PPL频道选择电路18在内的共用电路的工作是恒定不变的。一旦从CPU收到频道选择数据，PLL频道选择电路18就工作，并控制本振电路36、37和38的振荡频率。CPU与频带一致地控制输入选择电路14和15及开关二极管125至127，并切换电路。
以下描述各频带的工作状态。如前所述，CATV信号通过高通滤波器20进入输入选择电路14和15，在那里按频带切换信号。从输入选择电路14或15输出的信号由RF输入调谐电路24或输入调谐电路25和26调谐。信号被RF放大电路27或28放大，接收信号从RF输出调谐电路30或输出调谐电路31和32输出。
此后，接收信号由混频器电路33或34及由本振电路36或本振电路37和38变频为IF信号，此后又由IF放大电路39放大。此后，所得的信号送到SAW滤波器40、由IF放大电路放大、及从输出端57输出。
本发明的特点存在于VHF频带的系统中。作为第十实施例，VHF频带系统的具体电路示于图13中。当接收VHF频带的频道时，在CPU控制下电压加到电源端BL，因此偏压经过偏置电阻R7和R8加到开关二极管D12，使该开关二极管接通，并使来自高通滤波器20的信号通过。与此同时，当接收UHF频带的频道时，电压不加到电源端BL。因此，开关二极管D12断开，把信号截断。开关二极管D12对应于图12的输入选择电路15。
当接收VHF·HIGH频带的频道时，电压还加到电源端BH，该电压经过匹配线圈L13送到开关二极管D10以接通开关二极管D10，还经过二极管D10和线圈L10加到开关二极管D11以接通开关二极管D11。二极管D11的阴极接到二极管D12的阳极。
此外，因为电压加到电源端BH，所以接通了开关二极管D6并经过偏置电阻R5和线圈L7接通开关二极管D5。此外，经过二极管D5阳极一方的匹配线圈L5接通开关二极管D1。此外，开关二极管D2经过匹配线圈L4连接到电阻R5和线圈L7的结点，从而当电压加到电源端BH时二极管D2接通。
因此，调谐线圈L9和L13及变容二极管D8构成调谐电路。调谐电路的调谐点由从端子BT经过电阻R14加到变容二极管D8的调谐电压来调节。该调谐电压从调谐电压供应电路(未示出)供应。参考标号L11和L12表示用作匹配的线圈。已选择的信号由RF放大电路28放大，并提供给RF输出调谐电路31和32(见图12)。
在RF输出调谐电路31和32中，开关二极管D6、D5、D1和D2接通，变容二极管D3和调谐线圈L6构成初级方调谐电路，变容二极管D4和与线圈L6耦合的L5构成次级方调谐电路。参考标号C10至C12代表抑制变容比用的电容。
当接收VHF·LOW频带的频道时，电压不加到电源端BH，开关二极管D1、D2、D5、D6、和D10断开。因此，在RF输入调谐电路25和26中，由D8、L9、L10、L12和L13形成调谐电路。
在RF输出调谐电路31和32中，D3、L6和L8构成初级方调谐电路，D4、L5和L7构成次级方调谐电路。线圈L5和L7与线圈L6和L8耦合。匹配用的线圈L1、L3和L2、L4耦合到混频器电路34。插入变容二极管D7以实现与RF输入调谐电路25和26的匹配。由变容二极管D9和镜象陷波电容器C13构成可变的镜象陷阱。这就排除了镜象频率，从而能防止信号在混频器电路34中的失真。
AGC电压由AGC控制电路(未示出)加到AGC端，然后经过电阻Ra加到RF放大电路28。为RF放大电路28使用了双栅极MOSFET，来自RF输入调谐电路25和26的信号加到MOSFET的第一栅极，AGC电压加到第二栅极。参考标号C1至C9表示隔直流电容器。C14至C17表示旁路电容器。
如上所述，与图1所示的划分成三个系统的电缆调制解调器用调谐器相比，按照本实施例的调谐器通过在VHF频带的系统中由VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带共用RF放大电路108和混频器电路114来分成二个系统。因此，与图1所示的电缆调制解调器用调谐器相比，电路规模可以缩小，成本可以降低约20％。由于放大电路可减少到二个，功耗也可能降低。
图14是表示本发明第十一实施例的电路图，其中与图12对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。在图14中，为简单起见未示出PLL频道选择电路18(见图12)。在本实施例中，图12的输入选择电路14和15由PIN二极管21和22组成，PIN二极管21和22与后级的RF放大电路27和28一起经受AGC电压控制，以便改进与RF放大电路27和28的非线性失真有关的特性。
参照图14，UHF频带的系统包括PIN二极管21、隔直流电容器47、RF输入调谐电路24、RF放大电路27、RF输出调谐电路30、混频器电路33、本振电路36、偏置电阻75和88、AGC偏置电阻81和84、以及NPN晶体管78。
VHF频带的系统包括PIN二极管22、隔直流电容器48、RF输入调谐电路25和26、RF放大电路28、RF输出调谐电路31和32、混频器电路34、本振电路37和38、偏置电阻77和90、AGC偏置电阻83和86以及NPN晶体管80。RF放大电路27和28由双栅极MOSFET构成。从RF输入调谐电路24或RF输入调谐电路25或26输出的信号输入到MOSFET的第一栅极，由AGC端91输入的信号经过电阻84或86输入到第二栅极。
输入到端子11的CATV信号通过把5至46MHz的上游信号除去的高通滤波器20，此后经过隔直流电容器46传送到PIN二极管21和22。一般说，PIN二极管具有这样的特性，即通过控制从阳极到阴极的电流来改变其高频电阻，PIN二极管用于衰减器之类的电路。
偏置电阻42、75和77给电流由NPN晶体管78和80控制的PIN二极管21和22供应偏压。晶体管78和80具有分别连接到电源端92和94的集电极，并从各自的发射极给PIN二极管21和22提供偏压。晶体管78和80的基极分别经过AGC电阻81和83连接到AGC端91，偏压由从AGC控制电路(未示出)供给AGC端91端的AGC电压来控制。
因此，选择UHF或VHF频带取决于加到电源端92和94的电压。例如，当电压加到电源端92而不加到电源端94时，CATV信号输入到UHF频带的电路而不输入到VHF频带的电路。当电压不加到电源端92而加到电流端94时，信号不输入到UHF频带的电路而输入到VHF频带的电路。此时，根据VHF·HIGH频带和VHF·LOW频带的不同，由CPU接通/断开开关二极管125至127。
CATV信号如上所述地由PIN二极管21和22选择，送到隔直流电容器47或48，供给RF输入调谐电路24或RF输入调谐电路25和26。由RF输入调谐电路24或RF输入调谐电路25和26调谐到所需信号的信号由RF放大电路27或28放大，再由RF输出调谐电路30或RF输出调谐电路31和31调谐。此后，信号由混频器电路33或34及本振电路34或本振电路37和38转换成IF信号。
当接收VHF·HIGH频带的频道时，本振电路37设为工作状态，本振电路38断开。当接收VHF·LOW频道时，本振电路37断开，本振电路38设为工作状态。IF信号由IF放大电路39放大，送到SAW滤波器40、由IF放大电路41放大及从端子57输出。
在本实施例中，为了改善与RF放大电路27和28的失真有关的特性，设置的偏压使PIN二极管21和22的AGC操作的发生比RF放大电路27和28的AGC操作早。因此，即使强电平的CATV信号输入，信号也可以由PIN二极管21和22衰减，因此决不会有强电平信号输入到RF放大电路27和28。因此，可以抑制失真。
AGC偏压由偏置电阻42、75和77设置到RF·AGC操作的起点。此后，待输入到第二栅极的AGC电压由偏置电阻84、88、86和90设置，使RF放大电路27和28的AGC操作与PIN二极管21和22的增益衰减量一致地进行。
例如，为了使RF·AGC对60至90dBμ的CATV信号输入电平起作用，设置PIN二极管21和22使AGC操作在60dBμ的输入电平处开始。此后，如果PIN二极管21和22的增益衰减量为-15dB，设置偏置电阻84、88、86和90的数值以使RF放大电路27和28的AGC操作在输入电平达到75dBμ时开始。
图15是表示本发明第十二实施例的电路图，其中与图12对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。为了简单起见，PLL频道选择电路18(见图12)也未在图15中示出。在本实施例中，不进行对PIN二极管21和22的AGC。在PIN二极管21和22的前级中设立的PIN衰减器电路95经受AGC控制。
PIN衰减器电路95的偏压由对所有频带共用的电源端97经由NPN晶体管96提供。晶体管96具有经过AGC电阻98连接到AGC端53的基极，和连接到电源端97的集电极。偏压从晶体管96的发射极供给PIN衰减器电路95。
PIN衰减器电路95包括一PIN二极管，借助于控制流过其中的电流来改变高频电阻，利用此特性控制增益的衰减量。用电阻84、88、86和90以图14所示的实施例中的同样方法来设置RF放大电路27和28的AGC偏压。因此，能以与图14所示的实施例相同的方式进行延迟的AGC操作。为了接通PIN二极管21，电压从电源端50加来，使电流流到偏置电阻43和99。为了接通PIN二极管22，电压加到电源端52，使电流流到偏置电阻45和99。
图16是表示本发明第十三实施例的电路图，其中与图12对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。本发明的目的在于改进RF输入调谐电路，尤其是改进UHF频带的系统的特性。
参照图16，电容器130和线圈131组成具有截止频率为400MHz的高通滤波器。在高通滤波器的后级设有阻抗匹配用的线圈61。此外，还设有调谐线圈64、变容二极管132、匹配用的变容二极管133、抑制变容比用的电容器134、偏置电阻135、136和137、隔直流电容器139和旁路电容器138。
调谐线圈64、变容二极管132和用于抑制变容比的电容器134组成调谐电路。插入阻抗匹配用的线圈61和匹配用的变容二极管133以与调谐电路匹配。偏压分别通过偏置电阻135和136加到变容二极管132和133用以提供调谐电压。通过电阻137和旁路电容器138供应RF放大电路27的偏压。显然，RF放大电路27和28经受AGC控制，输入选择电路14和15也如例如图14地适合于经受AGC操作。
因此，如CSO和CTB之类的互调制可以改善15dB以上，交叉调谐可以改善10dB以上。同时，就镜象比和本振信号泄漏而论的选择性得到改善，功率增益和噪声系数的恶化可得到抑制。
图17是表示本发明第十四实施例的电路图，其中与图16对应的各部分用相同的参考标号表示，不作重复说明。本实施例与图16中示出的实施例的不同处在于使用变容二极管150代替调谐用的变容二极管132，该变容二极管150包括以相反方向串联的相同特性的并联变容二极管。
在图16中，一个变容二极管132呈现它的变容功能。然而，当多波CATV信号处于75dBμ或更高的高电平时，尤其当加到变容二极管的偏压浅时，变容二极管进入宽振幅模式并呈现检波功能。在本实施例中，利用了当变容二极管串联时加到一个变容二极管对立端上的信号电平减到1/2的特性，以便抑制失真。然而，当简单地串联变容二极管时，由于有变容二极管的内阻(串联电阻)，谐振器电路的有效Q值被恶化了，选择性也恶化了。
因此，在本实施例中，将具有相同特性的二极管并联，然后把已并联的二极管串联。由于具有相同特性的二极管并联，复合电阻可减少到内阻的1/2，而变容比可以保持与修改前相同。按照此方法，调谐电容的最小值可以做得和以前相同。各变容二极管应具有相同特性以避免本振电路和RF输出调谐电路之间的跟踪误差。
虽然已对本发明作详细描述和图示，但是显然这只是为了说明和例示而不是受此限制，本发明只受所附权利要求书各条款的限定。