环形天线 本申请是于1992年12月15日归档的题目为“环形天线”的07/992,970序列号申请的延续部分。
本发明涉及发射和接收天线，尤其涉及螺旋型绕制天线。
激励频率下的天线效率直接和有效电长度有关，有效电长度和信号传播率有关，而信号传播率是由下列周知的采用自由空间中的光速C、波长λ和频率f的方程给出的：
λ＝C/f
如所知，天线电长度应该为一个波长、半个波长(偶极子)或者带有水平极化的四分之一波长，以便使除实天线阻抗之外全为最小。当不能满足这些特性时，天线阻抗变化，引起天线及天线馈电(传输线)上的驻波，增大驻波率，这都会导致能量损失和降低地辐射能量。
典型的垂直鞭状天线(单极)具有无定向垂直极化图型，而且在诸如UHF的高频下这种天线比较小。但是，在较低频率下其尺寸变小是有问题的，在LF和MF波段上采用时导致非常长的线路和塔架。在较低频率的波段上长距离的传输品质是有利的，但是天线尤其是定向阵列会太大不能具有小型的轻便发射机。即使在高频下，具有物理上较小的并带有和常规单极或偶极子天线相同效率和性能的天线是有利的。
多年来尝试了不同的技术以创造具有方向特性的尤其是垂直极化的小型天线，已经发现垂直极化比水平极化更有效(范围更大)，其原因是水平极化天线承受较多的地面波损失。
关于方向特性，已经认识到利用某些天线形状有可能在特定的极化下使天线中生成的磁场抵消，并且同时增大和磁场正交的电场。类似地，有可能取消电场并且同时增大磁场。
在电磁技术领域中等效原理是一个众所周知的概念，该原理指出在一给定区域内产生相同场的两个源称为是等效的，并且在电流源和磁流源之间可以显示出这种等效。在1961年出版的R.F.Harrington所著的参考文献“时间谐和电磁场”的3-5章中对此作出了说明。在具有线性电流的线性偶极子天线部件的情况下，其等效磁流是由圆形方位环磁流给出的。螺线电流是一种建立线性磁流的明显方式。在环形平面上设置的螺线电流是一种建立所需的圆形方位环磁流的方式。
环形螺旋型天线包括缠绕在环形架上的螺旋型导体，并且提供一种类似于带有和环形架平面正交的及和环形架的中心同心的轴的电偶极子天线的图形的辐射电磁能量特性图形。相对于自由空间传播率，螺旋型导体的有效传输线阻抗延迟来自螺旋型结构周围的导体馈电点的波的传播。该结构中速度和电流的减小使得有可能构造数量级和对应的谐振偶极子(线性天线)相同的或比对应的谐振偶极子(线性天线)的尺寸小得多的环形天线。因为环形螺线型设计在物理上小于简单的谐振偶极子结构，环形设计具有低高宽比，但带有类似的电辐射特性。简单的单相馈送结构可给出和1/2波长偶极子相差不大的辐射图型，但包装上要小得多。
在这方面，美国4,622,558号和4,751,515专利讨论环形天线的某些方面，以作为创造小型天线的技术，来取代具有自谐振结构的常规线性天线，当在地面上传播时这种天线可产生较低传播损失的垂直极化辐射。对于低频，如前面所述，自谐振垂直线性天线是不实用的，这些专利中所说明的自谐振结构在缓解低频上垂直部件的物理笨重和电气低效的问题有一定的效果。
上面提到的两份专利起始讨论把单丝环形螺旋体作为更复杂的方向天线的构件。这样的天线可以包括多条馈以信号的传导通路，各信号的相对相位用外部无源电源或靠规定的自谐振特性控制。广义上，这些专利讨论采用所谓的逆缠绕(contrawound)环形线圈以提供垂直极化。这些专利中所讨论的逆缠绕是一种只具有两个端子的独特设计，如Birdsall，C.K和Everhart，T.E所著的参考资料“用于高功率行波管的修改型塑缠绕螺旋电路”(IRE Transactions on Elcctron Devices，1956年10月，190页)中所说明那样。这些专利指出磁场/流和电场/流之间的差别并且推断出在物理上把两个在环上彼此逆缠绕的单丝电路相叠加利用两端口信号输入端可建立垂直极化天线。这种设计的基础是线性螺旋体，它的设计方程最初是由Kandoian和Sichak在1953年推导的(按美国4,622,558专利所述)。
现有技术，例如上述的专利，把基本环形装置表示为更复杂结构的基本构件，例如两个定向的环形结构以模仿逆缠绕结构。比如说，上述专利讨论一种环形线圈(复杂的或简单的)，其意图是在由该环形线圈的短轴所定义的圆的圆周附近具有整数的遵导波长。
具有单丝设计的简单环形天线对输入(接收)或输出(发射)信号的电场和磁场分量都起反应。另一方面，多丝(多线圈)在独立的圆环的独立线圈中可具有相同的螺距方向或不同的螺距方向，以允许提供天线定向性或控制极化。一种形式的螺旋体是环式和桥式设计，这种设计显示出基本逆缠绕线圈结构的部分品质但不具有它的全部品质。
如所知，线性螺旋管线圈沿其中心轴产生线性磁场。磁场的方向遵循“右手定则”，即如果使右手的手指向内对掌心卷曲并且手指指向螺旋管内的电流流动方向，则磁场的方向和卷曲手指时与姆指相平行的延伸轴的方向相同(参见下文图47)。当把该定则应用于按右旋方向缠绕的螺旋管线圈时，和右旋螺旋螺纹中一样，电流和产生的磁场指向相同的方向，但是对于左旋方向的线圈，电流和产生的磁场指向相反的方向。螺旋管线圈所形成的磁场有时称为磁流。通过在同一轴上组合右旋和左旋线圈以建立逆缠绕线圈并且对各个线圈部件馈送方向相反的电流，把净电流有效地减至零，而净磁场是单个线圈的磁场的两倍。
还已知，馈以正弦交流源并且端接负载阻抗的平衡电传输线从源向负载传播电流波。该波在负载处反射并向源回传，传输线上的净电流分布是由入射波分量和反射波分量的和确定的并且可用传输线上的驻波表征(参见下文的图13)。在平衡传输线情况下，线路上某给定点处的各导体中的电流分量在振幅上是相同的但在极性上是相反的，其等效于在各分离导体上振幅相同极性相反的波的模拟传播。在给定导体上，一个方向上的正电流的传播等效于相反方向上的负电流的传播。入射波和反射波的相对相位取决于负载元件的阻抗ZL。对于I0＝入射电流信号和I1＝反射电流信号，参照下文的图13，则反射系统ρi可定义为：ρi=I1I0=-I1′I0=ZLZ0-1ZLZ0+1]]>因为入射电流和反射电流按相反的方向行进，等效反射电流I1′＝-I1给出相对于入射电流I0的方向的反射电流的振幅。
本发明的一个目的是提供一种特别适用于长距离低频波应用的小型垂直极化天线，而且也可用于任何要求小物理形或不引人注意的天线包装的频率上。
本发明的另一个目的是提供一种相对于已知现有技术的天线具有相对小的物理外形的天线。
本发明的再一个目的是提供一种相对小的物理外形的天线，它的通信范围相对于已知现有技术的天线是得到扩大的。
本发明的又一个目的是提供一种线性极化的并且在极化方向上具有小物理外形的天线。
本发明的还一个目的是提供一种在正交于极化方向的方向上一般是非定向的天线。
本发明的另一个目的是提供一种在交于极化方向的方向内具有最大辐射增益和在极化方向内具有极小辐射增益的天线。
本发明的再一个目的是提供一种带有简化馈入结构从而易于和射频(RF)功率源匹配的天线。
本发明的还一目的是提供一种相对于其额定运行频率可在尽可能宽的带宽上运行的天线。
根据本发明一种环形天线具有一个环形表面和第一及第二绕组，绕组包括各以分螺旋型图形在该平面周围延伸成单个封闭圆的绝缘导体组成。圆环具有偶数的区段，例如四段，并通常大于或等于二段。在一给定区段内的每条连续导体的每个部分相对于相邻区段中相同导体的该部分是逆缠绕的。相同导体的相邻段在结点或连接点(绕组反接点)处相交。在圆环的各区段内二条连续导体的每条相对于另一条逆缠绕。在每对相邻区段之间设置一对结点(一个端口)。从一个区段到另一个区段，通过端口处的接头对该端口的结点所连接的导体颠倒来自单向信号源的电流级性。根据本发明，在位于每个其它端口处的连接点上的导体是切断的，切断的端点端接相匹配的纯电抗性阻抗，后者提供各反射电流信号的90度相移。这提供模拟地取消净电流，并在结构中产生准均匀的方位磁流以建立垂直极化的电磁辐射。
根据本发明，在旋转平面上按相等的间隔“角向”地设置一系列的导电环路，并使各环路的长轴形成是该旋转面的短轴的切线。相对于该旋转面的长轴，所有环路的最中心端都接到一个端子上，而所有环路的别的端全部接到第二端子上。单向信号源施加到这两个端子上，并且因为各环路电气上是平行连接的，所有环路生成的磁场是同相的，从而产生准均匀的方位磁场，以建立垂直极化的无定向辐射。
根据本发明，增加环路的数量，从而导电元件变成导电旋转面，并且它可是连接的或径向开槽的。通过相对于复合天线端子引入串联电感或并联电容可以降低运行频率。
根据本发明，通过外加充当导电旋转面的毂的一对平行导电板可添加电容。旋转面在连接点处用这对板开槽，一个板电气上和该槽的一侧连接，而另一个板和该槽的另一侧连接。导电旋转面还可径向开槽以模仿一系列的基本环路天线。如果旋转面的半径和形状用相应的旋转角改变可增加该结构的带宽。
根据本发明，一种电磁天线具有一个多连通表面，该表面具有长半径和短半径，该长半径至少要和该短半径同样长；具有一个被绝缘的导体装置，其沿第一螺旋型导电通路绕着并沿着该多连通表面延伸并具有从第一结点到第二结点的第一螺旋螺距方向，该被绝缘的导体装置还按第二螺旋螺距方向从第二结点到第一结点沿第二螺旋型导电通路绕着和沿着该多连通的表面延伸，第二螺旋螺距方向和第一螺旋螺距方向相反，从而第一和第二螺旋导电通路相互是逆缠绕的并且绕着及沿着该多连通表面形成单条循环导电通路；以及具有电气上分别和第一和第二结点连接的第一和第二信号端子。
根据本发明，一种电磁天线具有一个多连通表面，该表面具有长半径和短半径，该长半径至少要和该短半径同样长；具有一个被绝缘的导体装置，它按第一绕组方向从第一结点到第二结点沿第一角向周边绕组图型绕着和沿着该多连通表面延伸，该被绝缘的导体装置还按第二绕组方向从第二结点到第一结点沿第二角向周边绕组图型绕着和沿着该多连通表面延伸，第二绕组方向和第一绕组方向相反，从而第一第二角向周边绕组图型相互是逆缠绕的并且绕着及沿着该多连接的表面形成单条循环导电通路；以及具有电气上分别和第一和第二结点连接的第一和第二信号端子。
根据本发明，一种电磁天线具有一个多连通的表面，该表面具有长半径和短半径，该长半径至少要和该短半径同样长；具有一个被绝缘的导体装置，它按第一螺旋螺距方向从第一结点到第二结点以及从第二结点到第三结点沿着第一广义的螺旋导电通路绕着和沿着该多连通表面延伸，该被绝缘的导体装置还按第二螺旋螺距方向从第三结点到第四结点以及从第四结点到第一结点沿第二广义的螺旋导电道路绕着和沿着该多连通表面延伸，第二螺旋螺距方向和第一螺旋螺距方向相反，从而第一和第二广义的螺旋导电通路相互是逆缠绕的并且绕着及沿着该多连通的表面形成单条循环导电通路；以及具有电气上分别和第二和第四结点连接的第一和第二信号端子。
根据本发明，一种电磁天线具有一个多连通表面，该表面具有长半径和短半径，该长半径至少要和该短半径同样长；具有第一被绝缘的导体装置，它按第一螺旋螺距方向从第一结点到第二结点沿第一广义的螺旋导电通路绕着和部分地沿着该多连通表面延伸，并且还按第二螺旋螺距方向从第二结点到第一结点沿第二广义的螺旋导电通路绕着和部分地沿着该多连通表面延伸，第二螺旋螺距方向和第一螺旋螺距方向相反，从而第一和第二广义的螺旋导电通路构成一条绕着和基本上沿着该多连接的表面的第一循环导电通路；具有第二被绝缘的导体装置，它按第二螺旋螺距方向从第三结点到第四结点沿第三广义的螺旋导电通路绕着和部分地沿着该多连接的表面延伸，并且还按第一螺旋螺距方向从第四结点到第三结点沿第四广义的螺旋导电通路绕着和部分地沿着该多连通表面延伸，从而第三和第四广义的螺旋导电通路构成一条绕着和基本上沿着该多连接的表面的第二循环导电通路，并且第一和第三广义的螺旋导电通路分别相对于第二和第四广义的螺旋导电通路是逆缠绕的；具有电气上与第一和第四结点中的至少一个相连接的第一信号端接装置；以及具有电气上与第二和第三结点中的至少一个相接的第二信号端接装置，第一和第二信号端接装置用于传导该电磁天线的天线信号。
根据本发明，一种利用环形天线发射RF信号的方法包括把RF信号施加到第一和第二信号端子上以在它们之间感生RF信号电流，在绕着和沿着一个多连通表面上的第一导体中传导第一电流，该多连通表面具有长半径和短半径，该长半径至少要和该短半径同样长，并且该第一导体具有从第一信号端子到第二信号端子的第一螺旋螺距方向，在绕着和沿着多连接的表面上的第二导体中传导第二电流，该第二导体具有方向上和第一螺旋螺距方向相反的从第二信号端子到第一信号端子的第二螺旋螺距方向；并且按相互逆缠绕的关系使用第一和第二导体。
和桥形及环形结构相比，本发明提供一种在更宽的频谱内具有更大增益的小型垂直极化天线。本发明的其它目的、好处和特点对于熟练的技术人员来讲是明显的。
从下述参照其附图的对本发明的详细说明中将更完整地理解本发明的这些和其它目的。
图1示意根据本发明的四区段螺旋天线。
图2是图1中绕组的放大图。
图3是本发明的一种备择实施方式中的绕组的放大图。
图4示意体现本发明的二区段(二部分)螺旋天线。
图5是根据本发明的一种备择实施方式中的和用于天线调谐的在绕组颠倒处带有可变阻抗的二端口螺旋型天线。
图6是一个场图，表示图1中所示的天线的场分布。
图7、8和9是和图1中所示的天线的环形结点位置相关的电场及磁场图。
图10、11和12是和图1中所示的天线的结点之间的环形位置相关的电场及磁场图。
图13是端接传输线的等效电路。
图14是根据本发明的用于调谐能力、改进电场抵消和简化结构的圆环上的角向绕组的放大图。
图15是带有阻抗和相位匹配元件的体现本发明的四象限型天线的简化方块图。
图16是体现本发明的天线的带有和绕组连接的初级及次级阻抗匹配线圈的绕组的放大图。
图17是体现本发明的天线的等效电路以说明调谐手段。
图18和19示意环形天线的一部分，其中采用围绕圆环的出于如图17中所示的调谐目的的闭合金属薄片调谐元件。
图20示意体现本发明的在相对结点间采用调谐电容的天线。
图21是一种备择调谐方法的等效电路，用于体现本发明的象限天线。
图22表示根据本发明的一种天线，其带有出于如图21中的调谐目的的位于圆环上的导电薄片封套。
图23是沿图24的线23-23的剖面。
图24是根据本发明的薄片覆盖天线的透视图。
图25表示一种体现本发明的带有“旋转对称”的备择实施方式的天线。
图26是一种采用位于天线上的控制参数调谐部件的调制器的FM发射机的功能方块图。
图27表示不定向角向环路天线。
图28是图27中所示天线中的一个环路侧视图。
图29是该环路天线的等效电路。
图30是方形环路天线的侧视图。
图31是根据本发明的圆柱形环路天线的部分剖视图。
图32是沿图31中的32-32的剖面并包括绕组中的电流图。
图33是圆环的一部分，带有根据本发明的用于调谐和用于模拟角向环路结构的圆环槽。
图34表示带有环形核心调谐电路的环形天线。
图35是图34中所示天线的等效电路。
图36是根据本发明的带有中央电容调谐布局的环形天线的部视。
图37是图36中所示天线一种带有角向绕组的备择实施方式的部视。
图38是带有可变电容调谐的备择实施方式。
图39是根据本发明的一种方状环形天线的平面图，用于增长天线带宽并且带有用于调谐或用于模仿角向环路结构的槽组。
图40是沿图39中的40-40的剖面。
图41是图39中所示的天线的一种备择实施方式，其具有六个带有槽的侧面，用于调谐或用于模仿角向结构。
图42是沿图41中42-42的剖面。
图43是常规的线性螺旋。
图44是近似的线性螺旋。
图45是图45中所示结构的复合等效，其中假定沿螺旋体的长度磁场是均匀的或准均匀的。
图46表示一个带有外部环路及相移和比例控制的逆缠绕环形螺旋天线。
图47表示右手指向和左手指向的等效电路以及相关的电场和磁场。
图48示意表示根据本发明的一种实施方式的串联馈送天线。
图49、50和51是和图48中所示的天线的环形结点位置有关的电场和磁场图。
图52示意表示根据本发明的另一种实施方式的串联馈送天线。
图53、54和55是和图52中所示的天线的环形结点位置有关的电场和磁场图。
图56示意表示根据本发明的另一种实施方式的并联馈送天线。
图57、58和59是和图56中所示的天线的环形结点位置有关的电场和磁场图。
图60示意表示根据本发明的另一实施方式的并联馈送天线。
图61是根据本发明的另一实施方式的接口方块图，该接口用于图60的天线并带有阻抗和相位匹配元件。
图62表示图48、52或56的仰角辐射图型。
参见图1，天线10包括二个电气上被绝缘的闭合电路导体(绕组)W1和W2，W1和W2围绕环形架TF沿4(n＝4)个等角区段12延伸。从两个引销S1和S2向绕组提供RF电信号。在每个区段内，绕组是“逆缠绕的”，即绕组W1的源可以是右旋(RH)的，如用粗实线所示，而绕组W2的源可以是左旋(LH)的，如由虚线所示。每条导体假定在架上具有相同的螺旋圈数，该圈数由后面说明的公式确定。在连接点或结节14处每个绕组颠倒方向(如各剖面所示)。信号端子S1和S2和两个结点连接，每对这样的结点称为一个“端口”。在本说明中，四个端口中每个端口的每对结点用a1和a2、b1和b2、c1和c2以及d1和d2表示。在图1中，例如有四个端口a、b、c和d。相对于TF的短轴，在任一端口处结点相互并且相对圆环可以有一个角度，但是如果各区段中的圈数是整数该结构上的所有端口具有该相同的角度关系。例如，图2表示径向相对的结点，而图3表示交叠的结点。结点相互重叠，但是如所示从端口到端口对应结点和端子或销S1及S2的连接是颠倒的，从而在各绕组具有相同方向下产生径向相对的区段具有平行的相同的连接的布局。这造成在每个区段中绕组中的电流是相反的，并从区段到区段沿绕组方向电流的方向被颠倒。只要区段的数量为偶数，这使得有可能增强或减弱区段，但是应该理解结点和圆环的有效传输线长度有关(考虑由于螺旋绕组和运行频率的传播速度的改变)。通过改变结点位置，尤其利用图5中所示的外部阻抗16，可以控制天线的极化和方向性。已经知道本文所示的四区段布局可产生带有对天线的轴具有仰角θ的垂直极化不定向场分布，并可产生多个从该天线发射的如图6中所示的电磁波E1、E2。
尽管图1示出四区段的实施方式并且图4示出二区段的实施方式，应该理解本发明可用任一偶数的区段，例如六个区段，实现。增加区段数量的一个好处是可增大辐射功率和减小天线馈送端口的合成阻抗，从而简化对信号端子处的阻抗和天线上信号端口的合成阻抗进行匹配的工作。减少区段数量的好处是减小天线的总尺寸。
当主要设计目标是产生如图6中所示的垂直极化无定向辐射分布时，在本文以前已经认识到通过电磁系统的等效原理以及对基本电偶极子天线的理解，可以通过建立方位圆环状的磁流或磁通来达到这个目标。从而，将根据它能产生这种磁流分布的能力对天线进行讨论。参照图1，对信号端子S1和S2施加平衡信号。该信号然后经平衡传输线传递到环形螺旋馈送端口a至d。如从平衡传输线理论中所知，在传输线上的任一给定点处，两条导线中的电流相位相差180度。一旦到达和传输线连接的结点，电流信号作为行波在离开各结点的两个方向上传播。在图7至9和图10至12中分别示出四区段天线和二区段天线的电流分布及电流方向并且这些图中是按端口或结点为基准的，其中J指的是电流面M指的是磁流。该分析假定信号频率和天线结构调谐从而该结构的电圆周在长度上为一个波长，并且假定在该结构上的电流分布在振幅是正弦的(这是一种近似)。天线结构的逆缠绕环形螺旋绕组看作是传输线，尽管其构成因功率辐射而造成的泄漏传输线。图7和10的曲线表示带有相对于从结点对外的传播方向的极性的电流分布，信号是从结点发出的。图8和11的曲线表示相同的电流分布，但以公共的逆时针方向为基准，反映出电流以的极性根据参照的方向改变。图9和12则利用图1中所示的原理表示对应的磁流分布。图8和11示出在环形螺旋结构上净电流分布被抵消。但如图9和12所示，净磁流分布得到增加。从而这些正交下的信号相加形成准均匀的方位电流分布。
为实现本发明必须满足下述五个关键要素：1)天线必须调谐到信号频率，即在信号频率上环形螺旋结构的每个区段的电圆周长度应为四分之一波长，2)各结点处的信号应振幅相同，3)各端口处的信号应相位相同，4)施加到端子S1和S2的信号应是平衡的，以及5)在环形螺旋结构上把信号端子S1及S2和信号端口连接起来的传输线区段的阻抗应和传输线区段的各端的各负载相匹配以消除信号反射。
当计算天线的尺寸时，后面所使用的公式中采用下述参数。
a＝环的长轴
b＝环的短轴
D＝2×b＝环的短直径
N＝沿环缠绕的螺旋型导体的匝数；n＝单位长度上的匝数Vg＝天线的速度因子；(归-化)(归-化)
Lw＝归-化导线长度
λg＝基于速度因子和λ的自由空间的波长
m＝天线区段数
处于“谐振”频率上的环形螺旋天线是用下述三个物理变量确定的：
a＝环的长轴
b＝环的短轴
N＝绕环缠绕的螺旋型导线的匝数
V＝遵导波速度
已经发现，通过相对自由空间波长λ归-化变量并重新调整形状函数a(Vg)和b(Vg，N)，可以把独立变量进一步减少到两个，即Vg和N。也就是说，利用自由空间波长λ，该物理结构将具有对应的谐振频率。对于四区段天线，谐振定义为使环的长轴的圆周为一个波长长的频率。通常，谐振运行频率是这样的频率，即该频率在天线结构上建立的驻波在每个天线区段的1/4遵导波长(即图1的每个结点12处于1/4遵导波长)。在该分析中，假定结构具有一个波长的主周长，并且相应在地设定馈送和绕组。
天线的速度因子由下式给出：Vg=Vc=2παλ=4mLλ=λgλ---(1)]]>
按如下根据自由空间波长归-化环的物理尺寸：a-=aλb-=bλ---(2)]]>
由A.G.Kandoian和W.Sichak著的参考文献“宽频范围调谐的螺旋型天线和电路”(Convention Record of the I.R.E.，1953 NationalConvention，Part2-Antennas and Communications，PP.42-47)提出一个预测具有单丝线性螺旋内导线的共轴线的速度因子的公式。经过几何变量的替代，在美国4,622,558和4,751,515号专利中给出变换到环形螺旋几何条件下的该公式：Vg=11+20(2bNL)2.5(2bλ).5----(3)]]>
尽管该公司是基于不同的物理实施方式的而不是基于本文中说明的本发明的，出于得到给定谐振频率的设计目的对它进行小的经验上的修改以作本发明的一种近似描述是有用的。
把(1)和(2)带入式(3)并简化可得出：Vg=11+20(2b-N.25mVg)2.5(2b-).5=11+160(N.25mVg)2.5δ3----(4)]]>
从式(1)和(2)，速度因子和归-化长半径相互直接成比例：Vg=2πa-----(5)]]>
从而，可以调整式(4)和(5)以求出利用Vg和N的归-化长环半径及短环半径：a~=mVg8π---(6)]]>b-=((1-Vg2)Vg160(4mN)2.5)13----(7)]]>其中应满足环的基本性质：b-a-=ba≤1----(8)]]>
式(2)、(6)、(7)、(8)提供和频率无关的基本设计关系。它们可用于在给定运行频率、速度因子和匝数下求出天线的物理尺寸，或者用于在具有给定螺旋匝数的给定具体尺寸天线下解决确定其运行频率的逆问题。
基于Kandoian和Sichak的文献的另一个限制可利用归-化变量按如下表达：nD2λ=4Nb2Lλ=4Nb-2.25mVg≤15---(9)]]>为解出b重新排列该式，并带入(7)得出：b-=((1-Vg2)Vg160(4mN)2.5)13≤(mVg80N)12----(10)]]>重新排列式(10)以分离变量得出：1-Vg2Vg≤165Nm=α----(11)]]>结果的二次方程可得出为：Vg≥-α+α2+42---(12)]]>并且，由式(6)和(8)：Vg≥8πb-m----(13)]]>从限制(8)导出的限制(13)看起来比限制(12)更精确。
从而螺旋导体的归-化长度为：L-w=2π(Nb-)2+a-2=2πb-N2+(a-b-)2----(14)]]>对于最小的圈数当a＝b时导线长度为最短。当a＝b时，则式(6)为b-=mVg8π----(15)]]>并且从而L-w=mVg4N2+1>mVgN4----(16)]]>对于四区段天线，m＝4并且L~w>VgN---(17)]]>把式(15)带入到式(10)得到VgN=(π310m(1-Vg2))0.4----(18)]]>为了使导线长度最短，N＝最小＝4，从而对于四区段天线VgN=1.151<L-~w-----(19)]]>通常，对于小的速度因子导线长度将是最小的，从而方程(18)可近似为VgN≈(π310m)0.4---(20)]]>当带入到式(16)时可得到L-w>m.8(π3320)0.4=0.393m.8---(21)]]>这用于除二区段天线之外的所有天线，Kandoian和Sichak的公式预测每条导体的总导线长度将大于自由空间波长。
从这些式子，可以构造有效地具有半波波长的传输特性的线性天线的环。根据本发明对一些逆缠绕环形螺旋天线的实验表明给定结构的谐振频率不同于式(2)、(6)和(7)的预测频率，尤其当计算中使用的匝数要比实际中两条导体的一条导体的实际匝数多二到三倍时实际谐振频率看来对应于式(2)、(6)和(7)的预测频率。在某些情况下，看起来实际运行频率和导线长度最为相关。对于环形螺旋导体Lw(a，b，N)的给定长度，该长度等于频率由下式给定的电磁波的自由空间波长：fw(a,b,N)=cLw(a,b,N)---(22)]]>在某些情况下，测量出的谐振频率最好地由0.75×fw(a，b，N)或fw(a，b，2N)预测。例如，在106MHz频率处假定速度因子为1.0则线性半波天线应为1.415M(55.7英寸)长，从而体现本发明的环设计应具有下述尺寸：
a＝6.955厘米(2.738英寸)
b＝1.430厘米(-.563英寸)
N＝16匝(16号导线)
m＝4区段
对于该环设计的实施方式，式(2)、(6)和(7)对N＝16及Vg＝0.454预测311.5MHz的谐振频率而对N＝32预测166.7MHz的谐振频率。在测量的运行频率上，Vg＝0.154并保持式(4)，N的有效值必须为51匝，其为各条导体的实际值的3.2倍。在该情况下，fw(a，b，2N)＝103.2MHz。
在图5中所示的本发明的变型中，在二个端口a和c处断开和输入信号的连接，即在对应的结点处断开导体。接着用电抗z端接四个端接开端口a11-a21、a12-a22、c11-c21和c21-c22，电抗z的阻抗与由逆缠绕环形螺旋导体对形成的传输线区段的固有阻抗匹配。从这些端接电抗的信号反射起反射相位和入射相位相差90度的信号的作用(见图13)，从而环形螺旋导体上的电流分布类似于图1实施方式的电流分布，这可提供相同的辐射分布但信号端子和信号端口之间的馈送连接点较少并简化天线结构的调整和调谐。
环形逆缠绕导体可按不同于螺旋型的方式排列但仍满足本发明的精神。图14表示一种这样的备择布局(“角向周边绕组式”)，其中由二条被绝缘的导体W1、W2的各条导体构成的螺旋在一连串互连角向环路14.1上分离。该互连构成相对于长轴的圆弧。这两条分离的导体处处是平行的，使得该布局更准确地抵消角向环路所生成的环形电流分量并且精确地导向角向环路生成的磁流。如实验所证实，该实施方式的特点在于较大的互导体电容，其起着降低结构的谐振频率的作用。通过调整平行导体W1和W2之间的间隔、调整两条逆缠绕导体相互间的相对角度以及相对于环的长轴或短轴的相对角度可以调整该实施方式的谐振频率。
为了按最佳方式实现本发明，各个信号端口S1、S2处的信号在振幅和相位上应该相互平衡(即振幅相等而相位差均等地为180°)。在两端处，即信号端接公共连接点处以及逆缠绕环形螺旋结构上的各个信号端口处，信号馈送传输线区段也使是匹配的。在其上进行缠绕的形状上的不完善或者别的因素带来的逆缠绕绕组的不完善会造成信号端口处的阻抗变化。可能需要图15中所示方式的对该阻抗变化的补偿，从而如下面所说明那样使进入天线结构的电流在振幅上和相位上是得到平衡的以便能够最彻底地抵消环形电流分量。在该最简单的方式中，如果信号端子处的阻抗为Z0(典型地为50欧姆)而信号端口处的信号阻抗的值为Z1-mxZ0，则本发明应用m条长度相等的各条阻抗为Z1的馈送线实现，从而在信号端子处这些阻抗的并联组合值为Z0。如果在信号端子处阻抗值为不等于上值的阻值Z1，本发明应该用四分之一波变压器馈送线实现，它们各为四分之一波长长并各具有Zf＝Z0Z1的固有阻抗。通常，可以用由传输线元件构造双短线调谐器匹配任何阻抗。出自信号端子的馈送线可以如图16中所示电感性地和信号端口耦合。除了使信号端口的阻抗和馈送线匹配之外，该技术还充当一个平衡-不平衡转换器，用来把馈送端子处的不平衡信号转换成逆缠绕环形螺旋结构上信号端口处的平衡信号。利用这种电感性耦合方法，可以调整信号馈送和天线结构之间的耦合系数，从而能自由地调谐天线结构。在不背离本发明的精神下，技术人员所熟悉的其它阻抗、相位和振幅匹配装置也是可用的。
可按各种方式调谐天线结构。在最佳方式下，应均匀地围绕该结构分布调谐装置，以保持均匀的方位磁环电流。图17表示采用围绕着二条被绝缘导体的角向金属箔结构18.1、19.1(参见图18和19)，它们的作用是改变二条螺旋导体之间的耦合电容。角向调谐元件可以是开环路或闭环路中的任一种，后者还提供附加的电感性耦合分量。图20表示一种平衡天线结构上信号的装置，它电容性地耦合不同的结点，尤其同一条导体上径向相对的结点。利用可变电容器C1的电容耦合通过采用圆形连续的或分段的导电箔或网可在方位角上是连续的，导电箔和网平行于环形架和环形外延的表面。图23和25的实施方式是图17-21中任一实施方式的推广，其中整个环形螺旋结构HS被处处同心的屏22.1包围。理想地，环形螺旋结构HS产生平行于该屏的严格的环形磁场，从而对于给定导电率和运行频率下的足够薄的箔，满足允许在结构之外传播电磁场的电磁边界条件。为了调谐如本文中所解释可增添槽(角向)25.1。
逆缠绕环形螺旋天线结构是一个Q值相对高的调振器，它充当如图26中所示的具有接收来自天线10的电压的振荡放大器26.2的FM发射机的复合调谐元件和辐射器。经调制器26.4控制的参数调谐元件26.3可完成调制。通过直接调整电抗或者通过切换一系列的固定感性元件(上面已讨论)从而控制和天线结构耦合的电感，借助对附着在天线结构上的电容或电感性调谐元件的电调整可控制传输频率F1，并且因此调整逆缠绕环形螺旋结构的自然频率。
在图27中所示的本发明的另一种变型中，用一连串N个绕环形架均匀等距方位相隔的角向环路代替环形螺旋型导线。各环路相对于长半径的最中心部分在信号端子S1处连接在一起，而各环路的另一最外部部分在信号端子S2处连接在一起。彼此相同的每个环路可具有任意形状，图28表示圆形而图30表示方形。图29中示出该结构的等效电路。每个环路段各起常规环路天线的作用。在该复合结构中，平行地馈送各个环路，从而各环路中产生的结果磁场分量是同相位的并在方位角上相对于环形架定向来产生方位角上均匀的磁流环。比较起来，在逆缠绕环形螺旋型天线中，逆缠绕螺旋导体的环形分量的场相抵消仿佛这些分量不存在，仅留下导体角向分量的作用。这样图27的实施方式通过物理结构而不是依赖抵消相应生成的电磁场取消环形分量。增多图27的实施方式的角向环路的数量造成图31和33中分别所示的方形和圆形环路的实施方式。各个环路变成连续的导电表面，它们可以具有或不具有模仿多环路实施方式的径向平面槽。这些结构产生处处和导电环形表面平行的方位磁环流，并且其对应的电场处处垂直于导电环形表面。在连续导体的情况下只要表面足够薄这种结构产生的电磁波可以穿过导电平面传播。在该结构的顶面和底面之间移动充电下该设备将具有电偶极子的环的效应，即平行于环形架的长轴方向。
因为由于谐振运行需要使环路周边为半波波长的量级，图27和31的实施方式有尺寸相对大的缺点。但是，通过对图27和31的结构增添串联电感或并联电抗中的一种可以减小环路的尺寸。图34表示通过把图31的实施方式的中央导体成螺线管电感器状增添串联电感。图36表示向图31的实施方式增添并联电容36.1。并联电容采用环结构TS的中心毂36.2的形式，其还用于对环形架以及中央电连接器36.3提供机械支承，通过连接器36.3端子S1和S2处的信号馈送到天线结构。并联电容器和结构毂是由二个导电板P1和P2组成的，导电板由铜、铝或者别的非铁导体构成并由诸如空气、聚四氟乙烯、聚乙烯或其它低损耗绝缘材料36.4的介质隔开。带有端子S1和S2的连接器36.3电气上分别和平行板P1和P2的中心相连，平行板P1和P2电气上又和导电环形表面TS的内侧上的环形槽的相应侧面连接。信号电流通过板P1和P2从连接器36.3径向地向外地并围绕导电环形表面TS地流动。通过导电板P1和P2提供的电容增添允许环形表面TS的角向周边明显地短于在相同频率下环路天线相似谐振状态下所需的周边。
图36的电容性调谐元件可以和图27的电感性环路组合以形成图37的实施方式，该设计可以用假定的图38的等效电路表示，该等效电路中所有的电容由平行板提供而所有的电感由导线回路提供。平行板电容器和导线电感器的公式在E.C.Jordan等著的参考文献“无线电工程师参考数据”(Reference Data for Radio Engineers，7th ed.1986，Howard W.Sams出版社，P.6-13)中给出，为C=0.225ϵr[(N-1)At]----(23)]]>及Lwire=a100[7.353Log10(16ad)-6.386]----(24)]]>其中C＝电容(微微法拉，pfd)
Lwire＝电感(微弯)
A＝平板面积(平方英寸)
t＝板间距(英寸)
N＝平板数量
a＝导线环路的平均半径(英寸)
d＝导线直径(英寸)
∈r＝相对介电常数
假定总共N条导线，则等效并联电路的谐振频率为：ω=1LtotalC=1LwireNC---(25)]]>f=ω2π----(26)]]>
对于短直径＝7.00厘米(2.755英寸)和10.28厘米(4.046英寸)的长内直径(电容器板直径)的环形架在N＝24个16号导线(d＝0.16厘米(0.063英寸))环路板间隔t＝0.358厘米(0.141英寸)下得出156.6兆赫的计算谐振频率。
对于图38的实施方式，单圈环形环路的电感约为：L=μ0b22a---(27)]]>其中μ0＝400π毫亨/米为自由空间导磁率，而a和b分别为环形架的长半径和短半径。构成环的毂的平行板电容器的电容为：C=ϵ0ϵrAt=ϵ0ϵrπ(a-b)2t---(28)]]>这里ε0是自由空间介电常数＝8.854微微法拉/米。
把式(27)和(28)带入到式(25)和(26)得到，f=38.07b2(a-b)2ϵratMHz---(29)]]>式(29)预测若把板间隔增加到1.01厘米(0.397英寸)除连续导电平面之外的上述环形布局将具有相同的156.5兆赫的谐振频率。
图36、37和38的实施方式可通过调整整个的板间隔或通过如图38中所示调整相对窄的圆槽离板的间距调谐，后一种微调谐装置是方位对称的从而保护从该结构的中心向外径向传播的信号中的对称性。
图39和41表示增大该天线结构的带宽的装置。因为信号按径向向外传播，通过在不同的径向方向上设置不同的差分谐振电路增加带宽。几何上的变化是做成方位上对称的，从向使方位磁场的几何扰动为最小。图39和41示出容易用商业上可得到的管接头形成的几何形状，而图25(或图24)表示具有正弦变化半径的几何形状，它可减小磁场的几何扰动。
现有技术的螺旋型天线在地貌遥测和导航中展示出它的应用。在这样的应用中，采用相对低的频率，为得到好的性能需要大型结构。在图43中示出线性螺旋型天线。它可用图44所似，图44中真实的螺旋分解为一系列的被线性互连体分隔的单圈环路。如果沿结构的长度磁场是均匀的或准均匀的，则可以把环路部件和组合线性部件分开构成图45的结构。如图46中所示，这种结构还可进一步用本文所说明的环形螺旋或环形角向天线结构来替代线性部件而压缩尺寸。该布局的主要优点是其总结构要比对应的线性螺旋体更为紧凑，有利于在飞机。车辆或船只中的轻便型应用或有利于不引人注意的应用。该布局即图45的布局的第二个优点是磁场和电场信号分量是分离的，从而允许可按不同于线性螺旋体的固有方式的以按可提供附加信息的方式进行后续处理和重组。
参见图48，图中示出电磁天线48的简图。天线48包括一个多连通表面例如图1的环形架TF，一个被绝缘的导体电路50和两个信号端子52、54。
本文中所采用的术语“多连通表面”将清楚地但不限制性地包括：(a)任何环形表面，例如带有其长半径大于或等于其短半径的最佳环形架TF；(b)其它通过旋转平面闭合曲线或者平面多边形形成的表面，它绕位于该平面中的一条轴具有多条不同的半径，并且这种其它表面的长半径大于或等于其最大的短半径；以及(c)另一些其它表面，例如类似于诸如由大体平面材料形成的螺旋螺帽的垫圈或螺帽的表面，以便相对其平面定义其内周边大于零和其外周边大于内周边，并且内外周边是平面闭合曲线和/或平面多边形的一种。
示范性的绝缘导体电路50延伸到导电通路56中，该通路56从结点60(+)到结点62(-)围绕着和沿着图1的环形架TF。绝缘导体电路56还延伸到另一条导电通路58，该通路58从结点62(-)到结点60(+)围绕着和沿着环形架，从而绕着和沿着环形架TF形成一条循环的导电通路。
如上面结合图1所讨论的那样，导电通路56、58可以是具有相同匝数的逆缠绕螺旋导电通路，并且导电通路56的螺旋螺距方向是右旋(RH)的，如由实践所示，而导电通路58的螺旋螺距方向和右旋螺距方向相反是左旋的，如虚线所示。
导电通路56、58可按螺旋形式之外的形式排列，例如广义的螺旋形式或螺线形式，并且仍满足本发明的精神。导电通路56、58可以如根据图14所讨论的那样为具有相反绕组方向的逆缠绕“角向周边绕组型”，其中由两条绝缘导体W1、W2的每条构成的螺旋分解为一连串的互连角向环路14.1。
再参见图48，在结点60、62处导电通路56、58颠到方向。信号端子52、54分别在电气上和结点60、62连接。信号端子52、54从绝缘导体电路50提供输出(发射)RF电信号64或者接收输入(接收)RF电信号64。例如，在发射信号的情况下，绝缘导体电路的循环导电信号通路是从信号端子52、54串联馈入的。
对于熟练的技术人员很明显导电通路56、58可以用单根绝缘导体，例如导线或印刷电路导体，构成，它形成包括着从结点60到结点62的导电通路56和从结点62回到结点60的导电通路58。对于熟练的技术人员很明显还可用多条绝缘导体构成导电通路56、58，从而一条绝缘导体构成从结点60到结点62的导电通路56，而另一条绝缘导体构成从结点62回到结点60的导电通路58。
再参见图49-51，各图中示出相对于天线48的结点60、62的电场和磁场图。类似于上面根据图7-12的讨论，图48的导电通路56、58中的电流相位相差180°。在这些图中电流分布是按结点60、62为基准的，其中J代表电流，M代表磁流，CW代表顺时针以及CCW代表逆时针。该分析假定信号64的额定运行频率和天线48的结构调谐，以使其电周边在长度上为半个波长，并且使结构上的电流分布在振幅上是近似为正弦的。长度各约为额定运行频率的遵导波长的一半的逆缠绕导电通路56、58可看成是带有平衡馈送的非均匀传输线部件。通路56、58构成一条扭绞的闭合环路以形成“8字形”并且再叠合返回形成二条同心绕组。
为了加强对图48-51的实施方式的理解，给出一个例子。
例子
例如在额定运行频率30.75兆赫下，假定速度因子为1.0线性半波天线(未示出)应约为4.877米(192.0英寸)长。相对比，采用图1的环形架TF的额定运行频率30.75下的示范性电磁天线48将具有下述特性：
a＝28.50厘米(11.22英寸)，长半径
b＝1.32厘米(0.52英寸)，短半径
N＝36匝，16号导线，各条导电通路56、58中的圈数
n＝2，二条导电通路56、58
图49的图表示参照从其上发射信号的结点60、62的传播方向的带有极性的电流分布。图50的图表示相同的电流分布但以公共的逆时针方向为基准，以判明电流的极性根据其参照的方向改变。图51利用上面根据图1表示的原理示出对应的磁流分布。图50表示图1的环形架TF的净电流分布是抵消的，并且图51表示净磁流分布得到增强。
以这种方式，在导电通路56中传导电流CCW1J。CW1J和导电通路58中传导电流CCW2J、CW2J。这些导电通路56、58和有关的电流产生对应的顺时针和逆时针磁流，例如由各条导电通路56、58和其中的各个电流CCW1J、CCW2J产生的磁流CCW1M、CCW2M。按参照CCW方向表示电流分布的图50示出电流CCW1J、CCW2J的相消干扰。相类似，按参照CCW方向的电流分布表示磁流CCW1M、CCW2M的相长干扰。
利用图48的示范性天线48发射例如信号64的RF信号的方法包括；把RF信号施加到信号端子52、54以在端子间感生RF信号的电流CCW1J、CW1J、CCW2J、CW2J；在导电通路56中传导电流CCW1J、CW1J；在导电通路58中传导电流CCW2J、CW2J；并且对导电通路56、58相互采取逆缠绕关系。
参见图52，图中示出另一种电磁天线48′的略图。天线48′包括一个多连通表面如图1的环形架TF，一个绝缘导电电流50′以及二个信号端子52′、54′。除文中所说明之外，电磁天线48′、绝缘导体电路50′和信号端子52′、54′大致分别和图48的电磁天线48、绝缘导体电路50和信号端子52、54相同。
示范性的绝缘导体电路50′围绕着和沿着图1的环形架TF沿导电通路56′从结点60′(+)到中间结点A以及从中间结点A到另一个结点62′(-)延伸。绝缘导体电路50′还围绕着和沿着环形架TF沿另一条导电通路58′从结点62′(-)到另一个中间结点B以及从中间结点B到结点60′(+)延伸，从而围绕着和沿着环形架形成单条循环的导电通路。
如上面根据图14和48所讨论的那样，导电通路56′、58′可以是具有相同匝数的逆缠绕螺旋型导电通路或者可排列成非纯粹的螺旋型如为具有相反绕组方向的逆缠绕“角向周边绕组式”。
信号端子52′、54′或者向绝缘导体电路50′提供输出的(发射的)RF电信号64或者从绝缘导体电路50′接收输入的(接收的)RF电信号64。各具有约为信号64的额定运行频率的遵导波的半波长的导电通路56′、58′在结点60′、62′处颠倒方向。信号端子52′、54′电气上分别和中间结点A、B连接。最好使结点60′、62′沿直径分别和中间结点A、B相对，以便使从各个结点60′、62′到对应的中间结点A、B的导电通路56′、58′的长度和从各个中间结点A、B到对应的结点62′、60′的导电通路56′、58′的长度相同。
熟练的技术人员了解导电通路56′、58′可用单条绝缘导体构成，其形成包括着从结点60′到中间结点A再到结点62′的导电通路56′和从结点62′到中间结点B再到结点60′的导电通路58′的单条循环导电通路。熟练的技术人员还理解，每条导电通路56′、58′可由一条或多条绝缘导体构成，例如，一条从结点60′到中间结点A和从中间结点A到结点62′的绝缘导体；或者一条从结点60′到中间结点A的绝缘导体以及另一条从中间结点A到结点62′的绝缘导体。
参照图53-55，其中表示类似于图49-51的各曲线的相对于天线48′的结点60′、A、B、62′的电场和磁场曲线。
参照图56，图中示出另一种电磁天线66的简图。天线66包括一个多连通的表面如图1的环形架TF，第一绝缘导体电路68，第二绝缘导体电路70以及二个信号端子72、74。
绝缘导体电路68包括一对大体螺旋型的导电通路76、78，以及绝缘导体电路70包括一对类似的大体螺旋型的导电通路80、82。绝缘导体电路68围绕着和部分地沿着图1的环形架TF沿导电通路76从结点84到结点86延伸，并且还围绕着和部分地沿着环形架TF沿导电通路78从结点86到结点84延伸，从而使导电通路76、78构成一条围绕着和基本上沿着环形架TF的循环导电通路。绝缘导体电路70围绕着和部分地沿着环形架沿导电通路80从结点88到结点90延伸，并且还围绕着和部分地沿着环形架沿导电通路82从结点90到结点88延伸，从而使导电通路80、82构成另一条围绕着和基本上沿着环形架TF的循环导电通路。
如上面根据图14和48所讨论的那样，导电通路76、78和80、82可以是具有相同匝数的逆缠绕螺旋型导电通路或者可布局为不同于纯粹螺旋型的具有相反绕组方向的逆缠绕“角向周边绕组型”。例如，导电通路76的螺距方向可以是右旋(RH)的，如用实线所示，而导电通路78的螺距方向78和RH螺距方向相反是左旋(LH)的，如用虚线所示，并且导电通路80和82的螺距方向分别是LH和RH的。导电通路76、78在结点84和86处颠倒方向。导电通路80、82在结点88和90处颠倒方向。
信号端子72、74或者向绝缘导体电路提供输出的(发射的)RF电信号92或者从绝缘导体电路接收输入的(接收的)RF电信号92。例如，在发射信号的情况下，绝缘导体电路68。70的循环导电通路对并行地从信号端子72、74馈送。每条导电通路76、78、80、82的长度约为信号92的额定运行频率的遵导波的四分之一波长。如图56中所示，电气上信号端子72和结点84连接并且电气上信号端子74和结点88连接。
熟练的技术人员理解，绝缘导体电路68、70可以用一根或多根绝缘导体构成。例如，绝缘导体电路68可以具有单根用于导电通路76、78两者的导体；单根各用于导电通路76、78的导体；或者多根电气上互连的用于各条导电通路76、78的导体。
参见图57-59，图中表示类似于图49-51的各条曲线的相对于图56的天线66的结点84、86、88、90的电场图和磁场图。图58的曲线表示当以公共的逆时针方向为基准时的相同电流分布而图59的曲线表示对应的磁流分布。
参见图60，图中表示另一种电磁天线66′的略图。除本文中所说明的之外，电磁天线66′大致和图56的电磁天线66相同。电磁天线66′包括类似于图56的对应信号端子72、74的信号端子94、96以及信号端子98、100。信号端子98电气上和结点90连接而信号端子100电气上和结点86连接。
如图60中所示，信号端子94、96、98、100或者向绝缘导体电路68、70提供或者从绝缘导体电路68、70接收输出的(发射的)或输入的RF电信号94，后者电气上并行地和信号端子对94、96和98、100连接。
备择地，如图61中所示可以在信号94与图60的一对或二对端子94、96及98、100之间使用阻抗和相移网络102。在不违背本发明的精神也可能使用熟练的技术人员所熟悉的其它的阻抗、相位和振幅匹配和平衡装置。
参见图62，图中示出图48、52、56中的各个电磁天线48、48′、66的代表性仰角辐射分布。这些天线是线性地(即垂直地)极化的并且物理上具有和沿着极化方向的图1的环形架TF的短直径相关的小的外形。此外，这些天线一般在垂直于极化方向的方向上是无定向并且在垂直于极化方向上的方向上具有最大的辐射增益并在极化方向上具有最小辐射增益。
图48、52、56的各个电磁天线48、48′、66相对于现有技术的已知天线减小了谐振点上的环形表面的长直径。短环轴的电周边长度为1/2λ，它要比现有已知天线所具有的最小电周边长度入λ小二分之一。沿逆缠绕导体电路50、50′、68、70的波传播速度是Kandoian和Sichak设计方程的1/2至1/3。因此，环形表面的长直径按1/4至1/6的因子变小。另外，对于各电磁天线48；48′；66只采用信号端子52、54；52′、54′；72、74的单馈送端口，从而，这些天线的输入阻抗和各个信号64；64；92的传输线的阻抗的匹配工作更为容易。而且，和为了在指定的额定运行频率处提供最宽带宽的相应一次谐振相比，各电磁天线48、48′的基频谐振提供相对宽的带宽(例如，约为基谐的百分之十至二十)。另外，示范性电磁天线48的性能类似于垂直半波偶极子天线并且提供比类似的四分之一波地面单极子或鞭状天线的范围(约为12法定哩)更远的海上额定通信范围(大于约38法定哩)。
除上面讨论的和建议的修改和变型之外，在不背离本发明的真正范围及精神下熟练的技术人员可做出其它的修改和变型。