本发明涉及一种直流电动机的功率放大器或控制器，尤其涉及一种具有近零待用电耗的装置。 以前，是用半导体器件装置来完成直流电动机的控制的。图1a-c是一种由4个开关SW1-4组成的半导体功率控制器，用以控制通常用字母M表示的电动机或负载。在断开状态，开关SW3和SW4闭合，在马达M两端施加一短路箱位。本技术领域中的人都知道，在电枢控制永磁直流电动机中，动态制动是通过把直流马达的两端A和B短路来实现的。负载或马达的正向转动则通常闭合开关SW1和SW4来实现。在这种情况下，电流将从A端流向B端。闭合开关SW2和SW3，则使电流从B端向A端作反向流动，从而使负载或马达换向。利用图1中的电路，可以构成一个基本的半导体功率控制器。如图2a所示，控制器应用了金属氧化物硅场效应晶体管（MOSFET）。图2a示出的是N型MOSFET，但也可用P型MOSFET，如果是P型MOSFET，所描述的电流方向中的电压极性将反转。图2c示出了一种用P型MOSFET的互补对称电路。
MOSFET一般包括三个作用电极，即一个栅极G，一个漏极D和一个源极S。图2a中在用作开关SW1的晶体管Q5上注明了这三个极。众所周知，MOSFET晶体管Q5还包括一个对应于晶体管基体或基片的一个极（B）。参见图1和图2a，开关SW1-4通过四个MOSFET晶体管Q5、Q6、Q13和Q14来实现。负载如马达M连接在A端和B端之间，A端和B端分别是各个晶体管对Q5-Q13和Q6-Q14的源极和漏极之间的连接点。
从图2a中可以看出，晶体管Q5和Q6地漏极连接到正电位（+V），晶体管Q13和Q14的源极连接到负电位（-V）。如果本发明应用在移动的场合，电压源可以用汽车用蓄电池来提供，+V等于B+，-V等于地电位。晶体管Q13的栅极接收24端的逻辑信号/FWD，晶体管Q14的栅极接收26端的另一个逻辑信号/REV。逻辑信号/FWD和/REV从+V变到-V作双态变化。FWD和REV信号上的一划（-）是表示互补逻辑信号的符号。本附图中这种符号写在基本信号的上面，然而，在书面的说明书中，逻辑补码信号就被打印成/FWD，/REV等。逻辑信号/FWD和/REV被分别连接到电荷泵汲（charge pump）电路22a和22b。这些电荷泵汲电路22a和22b也受在C端接收到的电荷泵汲驱动信号的控制。这些电荷泵汲电路的输出端分别连接到晶体管Q5和Q6的栅极。应当理解，要把如图2a所示的MOSFET器件翻转成导通状态，需要在栅极施加高于相应源极电压的电位。这个功能由电荷泵汲电路来实现。简单地说，这个电路就是产生一个大于正电位+V的输出信号的电路。图2b图示了一种连接到正电位和负电位的基本电荷泵汲电路22a。该电荷泵汲电路22a包括电容器C1、二极管D1和D3和一通常以SWT表示的开关。如电路22a所示的电荷泵汲电路由可以是如下所示的/FWD、/REV信号或类相似信号之一的控制信号来控制。在栅极和负电位-V之间的电容CG（虚线所示）表示如Q5或Q6的MOSFET器件的栅极和源极之间的等效输入电容。开关SWT是一个单刀双掷开关，它使电容器C1的一侧交替地在正电位和负电位（+V和-V）之间转换。当开关SWT闭合与负电位（-V）接通时，电容器C1将通过二极管D1充电，最接近开关SWT的一端被充负电。当然接近两二极管连接点的另一端将被充正电。当开关拨至和正电位+V接触时，等效栅-源极电容CG将通过二极管D1和D3充电至正电位+V电平，并且，存贮在电容器C1的电压也通过二极管D3对电容CG充电，这样，电容CG两端的电压将近似等于VCG＝2＊V＊C1/（C1+CG）。在下一次泵汲期间，电容CG两端电压将再增加，这一过程一直持续到等效电容CG两端电压近似等于两倍的正电位。上述关系可以近似地表达为VCG＝2＊V＊（1-aK），其中a＝CG/（C1+CG），k是充电泵汲的次数。因为a＜1，当k增加时，aK趋向于0，VCG趋向于2V。众所周知，根据实际情况可以理解，器件Q5或Q6的栅-源极电容在加到负载M上的电源电压关闭时就必须立即放电，也就是说这将在晶体管Q13和Q14同时接通和当/FWD＝+V及/REV＝+V时发生。另外，在如图2a所示的电路的非驱动侧的另一个电荷泵汲22b不应被触发，即，在/FWD驱动信号情况下的晶体管Q6一侧或在/REV驱动信号情况下的晶体管Q5一侧不应被触发。例如，在FWD（正向）状态，即/FWD＝-V，晶体管Q5和Q14导通，电荷泵汲在Q5一侧上实现。如果在Q6一侧上也实现了电荷泵汲，Q6也将导通。那种情况下，导通的晶体管Q6和Q14将在+V和-V线之间形成接近短路的状态。简单地说，（回到图2a）图中所示的/FWD和/REV信号将驱动负载或马达（M）正向转动。当然信号将翻转以驱动马达反向转动，如果/FWD＝/REV＝+V，马达不动或停止。
参见图2c。Q5和Q6是P型MOSFET，如果P型MOSFET晶体管Q5和Q6的栅极负压比它们的源极更负时，就可使它们导通。如果，控制信号在-V和+V之间变动，那么静态时，/FWD和/REV均为+V，使晶体管Q13和Q14完全导通，Q5和Q6完全截止。在/REV保持为+V时，如果/FWD转换成-V，晶体管Q5和Q14导通，晶体管Q6和Q13截止，从而使负载电流从A端流到B端（正或正向驱动）。另一方面，如果在/FWD为+V时/REV转换为-V，晶体管Q6和Q13将完全导通，Q5和Q14将完全截止，使负载电流从B端流到A端。
尽管在概念上图2c的互偿对称电路比图2a简单得多，但它受到很大的限制。例如，要找到一种能连续流过大于-20A的电流的P型MOSFET器件是困难的。另外，P型MOSFET器件比N型MOSFET贵得多。
如果必须使用大于20A的电流或者成本是一个重要因素时，那么图2a中所示的结构是唯一一种可行的方法。
本发明的目的是提供一种待用电耗基本为零的用于马达的半导体功率控制器。本发明的进一步目的是把门控电荷泵汲电路安装到这种功率放大器内。因此，本发明的最简单形式包含一个用于诸如直流马达的负载的功率控制器，该功率制控制器包含：
方向控制装置，它包括一个包含一个连接在正电位（+V）和负载一端之间的MOSFET晶体管的第一方向开关，在启动时使负载在第一方向上运转。功率控制器另外还包括与第一方向开关相联的第一电荷泵汲装置。第一电荷泵汲装置包括第一装置（Q1，D1，D3，C1），用于响应第一控制信号的第一状态，在第一方向开关的栅极产生绝对值大于正电位（+V）的第一电压信号，以驱动该开关于导通和截止状态之间和第二装置，当第一方向开关处于截止状态时工作，以使第一方向开关的栅-源极电容放电。实际上，控制器包括四个联接成H型桥的MOSFET晶体管开关，上面的开关各有一个电荷泵汲，以便响应第一和第二控制信号的互补信号组控制其启动。每个电荷泵汲包括对这些开关的栅-源极电容放电的装置。两个电荷泵汲由同一个电荷泵汲驱动电路驱动，该电荷泵汲驱动电路产生一个在给定的电压范围内振荡的方波电荷泵汲驱动信号，使相应的电容器充电至使上面的开关处于导通状态的电平。
本发明的诸多其它目的和用途将通过下面结合附图所作的详细描述而变得更为清楚。
图1a、b和c所示是一种已有技术的功率放大器。
图2a示出了图1所示的功率放大器的结构细节。
图2b图解说明了一种已有的电荷泵汲电路。
图2c图解说明了另一种已有技术的功率放大器。
图3a图解说明了按照本发明构成的功率放大器。
图3b图解说明了一种改进的电荷泵汲电路。
图4图解说明了本发明的一种更完整的电路图。
图5图解说明了能用于本发明的辅助电路。
上面对已有技术作了说明，图3a则是本发明的功率控制器或放大器的一个实施例30。从图3a能够看到，除了电荷泵汲电路32a和b（图中虚线内所示）之外，图3a的基本结构与图2a相似。电荷泵汲32b在形式和功能上与32a相同。请参见图3b，图3b中示出了该门控或开关控制的电荷泵汲电路32a的示意图。可以看出，这个电荷泵汲电路的结构与图2b中所示的相似。比图2b的电荷泵汲电路增加的是另一个与二极管D1串联的开关SWA和一个并联跨接在一典型MOSFET器件的栅-源极电容CG（虚线所示）的开关SWB。尽管在较佳实施例中用的是二极管，在这一技术领域的人都知道，晶体管也可以用于本发明，它被看作是和二极管等效的。这些开关SWA和SWB也可以分别称作晶体管Q1和Q9。另外，如在下面将要描述的，这些增加的开关SWA和SWB能由单一的逻辑（门）信号诸如/FWD和/或/REV控制。当某一组方向控制开关（Q5，Q14或Q6，Q13，见图3a）被触发时，在相应的电荷泵汲内的开关SWA闭合，开关SWB打开。如上所述，开关SWA接通了电容器C1、二极管D1、D3和栅-源极电容CG之间的电路。当开关SWA打开时，电容器C1的充电通路被断开，从而在电容器C1和CG之间不产生电荷泵汲，即静态电流为零。在控制器30支路内的方向控制开关SW1（Q5）和SW2（Q6）维持断开状态。在这种工作状态期间（即开关SWA打开），开关SWB被闭合，因此，所有不需要的进入栅-源极电容CG的漏电电荷被旁路到负电位（-V）线上。
参见图3a，并假设是使负载或马达（M）正向运转的情况。在这种情况时，负（-V）逻辑信号/FWD送至34端，正（+V）逻辑信号/REV送于36端。在这种情况下，信号/FWD将使P型MOSFET器件的晶体管Q1（属于电荷泵汲电路32a）导通，由此，使电荷泵汲电路32a工作。对应于开关SWD的，被画成N型MOSFET器件的晶体管Q9维持截止。另一个门控电压信号施加于C端（也称38），该信号来自电荷泵汲驱动电路振荡器（下面将描述）用以交替地驱动该端于正和负电位（+V和-V）之间。由于晶体管Q1（开关SWA）闭合，电荷被不断传送（泵送）至晶体管Q5的栅-源极电容CG。另外，信号/FWD使N型MOSFET器件Q13截止。由于晶体管Q9截止，电荷泵汲电路工作而实现如图3b所示的条件。由于晶体管Q13截止，阻止了电流从负载的A端流向负电位，也阻止了Q5和Q13之间的短路。在电荷泵汲电路32a的输出端即G节点40取出的增加了的正电位把晶体管Q5（开关SW1）置于导通状态。
在上面描述的图3a右侧工作的同时，正/REV信号将使电荷泵汲32b内的相应的晶体管Q9′截止。由于这时相应的开关SWA即晶体管Q1′截止，图3a的右面部分将不发生电荷泵汲。而且，由于端36响应/REV处于高电压状态，晶体管Q14（开关SW4）被驱动至全导通。由于导通晶体管Q9′两端产生短路，晶体管Q6（开关SW2）将被箱位于负电位（-V），/REV信号将使晶体管Q6（开关SW2）处于截止状态。晶体管Q5全导通后，负载（M）的A端箱位于正电位（+V）线上。晶体管Q14全导通或闭合后，负载（M）的B端将被箱位于负电位（-V）线上。这样，根据上述的逻辑输入和门控电荷泵汲电路的工作可以看出，电流将从A端通过负载流向B端，使负载以第一（正）方向或正向运转。上面电路的工作在上述功率放大器30两侧是对称的，当/FWD和/REV信号的极性反转时，将发生类似的动作，使电流反向流动（即从B到A）。当/FWD和/REV均为高电平时，控制器30处于静态。
与二极管D1串联的电阻R3，为晶体管Q5的导通转换提供一很小的延时，以避免晶体管Q5和Q13（开关SW1和SW3）两端短路。
图4是按照本发明制造的功率放大器30的一种扩展形式。增加了以互补方式使用的晶体管对（互补射极跟随器）Q3，Q7和Q4，Q8，以在电荷泵汲驱动电路（在节点C或38产生信号CHP）和电荷泵汲电路32a和b之间增加一些功率放大量。另外增加了晶体管对Q11，Q15和Q12，Q16，以提高产生逻辑信号/FWD和/REV的控制电路（未画出）和功率晶体管Q13和Q14的栅极之间的电流驱动能力。由于在大电流MOSFET器件例如晶体管Q13和Q14的栅极电容为几个毫微法拉，而且对于大电流功率放大器，往往两个或更多个晶体管（图中的晶体管Q13和Q14）并联连接，使初始栅极电流较大，所以增加这种特点是有必要的。
图4所示的电路，尽管增加了多组互补射极跟随电路，其工作大体上还是与图3a的工作一样的。互补对Q11，Q15和Q12，Q16的工作相似，因此，仅详细描述晶体管对Q11，Q15。当Q11，Q15的共基驱动信号/FWD从+V变到-V时，晶体管Q11截止，Q15导通。因此，贮存在Q13栅极电容内的电荷将通过电阻R5和晶体管Q15放电，晶体管Q15也将对Q9的栅极电容放电。结果是Q9和Q13将截止。晶体管Q15将对Q1的栅极电容反（负）向充电，因此，它将导通。当信号/FWD从-V变到+V时，晶体管Q11将对Q9和Q13的栅极电容正向充电，因此，这些晶体管导通，并使Q1的栅极放电，从而Q1被截止。应当知道，当马达关闭时，/FWD和/REV均为高电压（关）。然后，这些信号将使晶体管Q1和Q1′分别截止（开关SWA）。在这截止状态，一旦晶体管Q5和Q6（开关SW1和SW2）的栅极电容放电，晶体管Q9和Q9′将不会导通任何稳态电流。
图5是典型的电荷泵汲驱动电路或振荡器50。MOSFET晶体管Q18和Q19是在功率放大器30和以与上述产生/FWD和/REV信号的方式互补的方式产生FWD和REV信号的ECU（未画出）的微处理机出入口之间的接口器件。当FWD或REV信号有一为高电平时，在产生负向互偿/FWD和/REV信号时，功率放大器30被触发，如果以正输入信号（FWD）加给晶体管Q18的栅极（或+REV加给晶体管Q19），该晶体管将导通，产生一负向/FWD（/REV）信号。或者，如果负向信号被送至晶体管Q18（或Q19）的栅极，对/FWD（或/REV）的电压信号变成高电压状态。每个晶体管Q18和Q19的输出（/FWD或/REV）被送到由二极管D5和D6组成的或门。信号/FWD或/REV的存在将使二极管D5或D6相应的负极处于或接近负电位（-V）。这样晶体管Q17将变成导通，晶体管Q20将截止。
下面描述与图3a中C端相连的电荷泵汲信号（CHP）是如何产生的。
当晶体管Q20截止时，比较器52的输出信号（OUT）不再被箱位于负电位（-V）。如果电压线SWV值接近正电位（+V），或正电池电位，比较器52将被驱动。比较器52和有关电路组成一硬激振荡器。当晶体管Q20截止，信号SWV接通时，电容C3将由晶体管Q20通过电阻R13放电，使比较器52的负输入节点处于负电位（-V）上。由于SWV信号比负电位（-V）正，比较器52正节点的电压为：
V（+）＝SWV (R14)/(R14+R11（R10+R12）/（R10+R11+R12）) （1）
可以看出，比较器52的输出也近似于SWV信号的电位。如果电阻13远大于电阻R10，而R11，R12，R14相等（R），且也远大于电阻R10，上述等式（1）能近似为下式（2）：
V（+）＝SWV (R)/(R+R/2比较器52的输出将保持在高电压状态，) ＝SWV＊（2/3） （2）
一直到电容C3充电上升到近SWV的2/3。众所周知，电容C3的充电将是指数式的，其时间常数TC＝R13＊C3（近似值）。
只要比较器52的输出接近SWV的电压电平，晶体管Q17就导通，通过电阻R17把CHP信号箱位于负电压电位（-V）或接近负电位（-V）。当电容C3两端的电压达到（SWV）＊（2/3）时，比较器52的输出信号OUT开始朝电压-V移动，使正节点电压比较器的V（+）向小于SWV＊（2/3）移动，后者把比较器锁定在相反状态，即，OUT等于-V，V（+）近似等于SWV＊（1/3）。在这状态下，电容器C3通过电阻R13放电，电容C3两端的电压（或V（-））变化是与V（+）正向变化时类似特性的指数函数。只要V（-）比V（+）正，比较器就保持在这种状态。总之，电阻R12提供了正反馈通路，R13和C3允许在输出端OUT和负节点之间有一延时，所有这些条件的结合导致电路50连续振荡。当比较器输出OUT为SWV时，晶体管Q17导通，即其漏极（CHP）被箝在-V上，当OUT为-V时，晶体管Q17截止，使其漏极（CHP）成为+V。然而，任何CHP电压变化的主要条件是Q18或Q19至少有一个暂时处于导通状态。
电压信号SWV通过专门的开关装置从正电位+V线上获得。在有些情况下，不希望功率控制器工作。在那些情况下，在+V和SWV之间开关（机械的或电子的）打开。通过这种简便的装置，可以不中断输送大电流的+V线部分而启动或关闭功率控制器。
总之，本发明的优点包括：
a）电路中所有有源大功率元件（Q5、Q6、Q13、Q14）都不在正电位和负电位之间提供直流短路通路;
b）待用电耗基本为零，至多等于半导体元件的漏电电流;
c）放大器电路应用了门控电荷泵汲概念，减少了对未经选择的或无源侧的电荷泵汲元件的负担;
d）静止状态时，功率放大器在负载两端提供一短路通路，以保证电枢控制永磁直流马达的动态制动，和
e）在截止状态时，放大器的元件被适当地偏置，处于可靠的安全状态。
对上述本发明的实施例，可以不脱离本发明的范围而作出种种改变和变化，因此，本发明的保护范围仅受所附权利要求书所阐述的范围的限制。