本发明涉及一种用于为应付市电电源间断或停电的不间断电源装置（UPS）。 随着小型计算机和办公自动化（OA）设备的普及，利用小容量的UPS大大地增加了。
图11是一种常规的UPS电路实例。
图中可见、市电电源201的交流电通过一个功率因数改善电抗器202和二极管整流桥203转换成直流电。该直流电经电容器204平滑形成直流电源。当市电电源中断时，耒自电池205的直流电通过二极管206传送。
在市电电源正常时充电器207向电池205充电。
电容器212通过由一个电抗器208，电流检测器209，FET210和二极管211构成的升压斩波器，从市电电源充电。该充电电压经一个开关集成电路229和一个驱动电路230被控制。此外，其充电电流由电流检测器209检测并反馈到集成电路229，以实现限流作用。
电容器212上的电压通过采用PWM（脉宽调制）控制的逆变电桥213转换成具有稳定电压和稳定频率的交流电压。由此获得的交流电压作为一个UPS电压通过电容器215构成的滤波器输出。
上述UPS输出的相位和电压的控制方法如下。
即由一个变压器216检测市电电源的电压相位，用来同步一个使用计数器219经同步电路218构成的PLL电路对振荡器217的输出分频获得的输出，于是，一个存储在存储器220中的正弦波形输入到D/A转换器221，用来提供一个与市电电源同步的正弦波电压V221。
D/A转换器221是乘法型的（multiplication type）。变压器225检测UPS的输出电压检测到的电压经一个整流器226变换一个直流电压，然后与电压给定器227的电压基准值相比较，用放大器228放大两者之间误差所获得的电压V228输入到D/A转换器221，这样在D/A转换器221的输出获得一个在量值上与电压V228成正比，并且与市电电源同步的正弦波基准电压V221。
基准电压221与三角波发生器222地输出V222在比较器223中比较，输出一个PWM信号V223。该PWM信号V223经驱动电路224驱动逆变桥路213的FET，从而获得与基准电压V221成正比的交流输出。
然而，上述常规电路存在一个问题，由于来自市电电源交流电经由二极管桥路203和电容器204构成的电容输入型整流电路整流，使电源的输入波形恶化，造成功率因数降低，结果使输入容量增加。为防止这种情况，插入了电抗器202，但如果其数值过大，直流电源电路的电压会下降，因此不适用。
由于这个原因，在实用中仅能串联一定大小的电抗器。例如，为获得1KVA UPS的输出容量，市电电源的输入容量需增加到约2KVA。
为解决这个问题，采用了正弦波的PWM控制FET110把市电电源的输入电流变换成正弦波电流的方法。然而，这就使电池205的充电和放电电路的控制和/或形成正弦电流基准值的方法，在UPS中变得复杂了。因此，从经济观点的角度来看，这一方法是有问题的。
本发明的一个目的是通过解决上述问题提供一种具有高功率因数的UPS装置。
本发明提供了一种适用于UPS的合理、实用的控制装置，使市电电源输入的电流具有功率因数接近1的正弦波形。使流过接在直-交流变换器的直流侧或电池上的电容器的电流脉动减小，并且在市电电源间断时通过最大限度地利用电池容量来延长备用时间。
图1是据根本发明的UPS装置的一个实施例的框图。
图2是图1装置中各个部分信号的波形图。
图3表示本发明的另一个实施例中与图1不同部分的框图。
图4是图3中装置的操作信号波形。
图5表示本发明的第三个实施例中与图1不同部分的框图。
图6表示本发明的第四个实施例中与图1不同部分的框图。
图7是本发明的第五个实施例的电路图。
图8和图9是分别用来解释图7中电路操作的波形图和特性曲线。
图10是本发明的第六个实施例，以及
图11是常规的UPS控制装置实例的电路图。
图1是根据本发明的UPS装置的一个实施例的框图。图中，在二极管桥路3的市电电源输入侧并联一个电容器14用耒消除输入电流I的高次谐波成分。
图1电路中二极管桥路3的输出端和图11中一样与升压斩波器5的输入端相连，升压斩波电路5的输出连接到电容器6和逆变器电路8的输入端，逆变电路8的输出经滤波器9连接到输出端子或插座10上。
在本实施例中，由电池12，一个使用SSR（固体继电器）的开关电路和二极管13构成的串联电路与二极管桥路3相并联。并且，一个充电电路15连接在升压斩波器电路5的正输出端和电池12之间。此外，一个连接在充电电路15和开关电路16的公共端上的电平检测器17用来鉴别市电电源的正常状态和异常状态。
在市电电源的输入端，连接一个电源同步电路18，它输出一个与市电电源同相位的正弦波数字信号，电源同步电路18的输出供给升压斩波器控制电路19和逆变器控制电路20。
电源同步电路18由一个PLL电路和一个用于存储与正弦波形对应的数据的存储器18d构成。其中PLL电路包括一个电源同步电路18a用于交流输入电压的过零点与数字信号过零点的比较，检测两者之间的相位差，一个振荡电路18b用来产生与上述相位差的比例和积分值对应的脉冲信号，以及一个对脉冲信号计数的计数器18c。
升压斩波器控制电路19由放大器电路19a，D/A转换器电路19b，全波整流电路19c，比较器19d和一个PWM驱动电路19e构成，其中驱动电路用来使FET5b实现开关动作。
逆变器控制电路20由一个整流电路20a，一个用于给定交流输出电压（第二基准电压）的电压给定电路20b，一个放大电路20c，一个数-模（D/A）转换器20d，一个三角波发生器电路20e，一个比较器电路20f，和一个使比较电路20f能有效地操作FET8a至8d实现开关动作的驱动电路20g构成。
本实施例的UPS装置如上所述。输入电压V作为市电供电电压通过变压器输入同步电路18a，于是，在输入电压的每个周期中都从计数器18c输出一个从0到某一固定值的计数信号。存储器18d响应该计数信号，与正弦波相对应的数据信号被顺序读出，并从存储器18d输出。换言之，存储器18d输出与输入电压V相位同步的同步正弦波信号S。
升压斩波器控制电路19中的放大电路19a将电容器6上的电压Va与一个预先设置的基准电压（第一基准电压）Vb之间的误差加以放大，输出一个如图2（C）所示的误差信号。D/A转换器19b输出一个表示误差信号Vc与上述同步正弦波信号S的乘积的模拟信号作为电流基准信号Vd，如图2（d）所示。全波整流电路19c将电流基准信号Vd整流后输出一个全波整流信号。比较器电路19d输入全波整流后的电流基准信号Vd和一个由电流检测器5d检测的流过电抗器5a的电流信号，输出一个表示两者间差值的误差信号。PWM驱动电路19e根据一个具有与该误差信号Ve对应的占空比的脉冲信号执行FET5b的开关操作。
于是，由二极管桥路3整流获得的直流电压被升压斩波器提高了，从而在电容器6两端获得一个第二直流电压。在这种情况下，由于供FET5b执行开关操作的脉冲信号的占空比随着同步正弦波信号S的电平而变化，实现了与输入电压V同步的PWM调制，并且根据电容器6两端的电压Va控制上述占空比。因此，可调整电压Va使之与基准电压Vb相等。
另一方面，逆变器控制电路20中的整流电路20a通过变压器检测输出电压Vf，将UPS的输出电压输入并整流。
放大电路20c放大输出电压Vf与电压基准电路20b的基准电压Vg之间的误差，输出一个误差信号Vh。D/A转换器20d输出一个表示同步正弦波信号S与误差信号Vh乘积的模拟信号作为电压基准信号Vi，如图2（e）所示。
三角波发生器电路20e输出一个具有固定频率的三角波信号Vj，例如10KHZ，它比输入电压V的频率足够大。比较器电路20f完成电压基准信号Vi与三角波信号Vj之间的比较，从而输出一个PWM信号Vk。根据该PWM信号Vk，驱动电路20g执行FET8a至8d的开关操作，从而，电容器6两端的直流电压Va由逆变电路8进一步转换成交流电压。该交流电压通过滤波器9消除其中的高次谐波，然后输出到电源插座10。在此情况下，由于逆变器控制电压20与同步正弦波信号S同步地执行对逆变电路8的PWM控制，使得交流输出电压与输入电压V的相位相同。此外，由于给输出电压Vg通常是恒定的，则使交流输出电压恒定。
在电源插座10上，可连接一台设备，例如计算机，该设备使用上述交流输出电压，能够以使用市电电源的同样方式工作。
在图1的电路中，去掉了图11所示常规电路中的平滑电容器4。此外，在本电路中升压斩波器控制电路19控制升压斩波器5使之与正弦波同步信号S同步，其相位与输入电压同相。逆变器控制电路20同样控制逆变电路8与同步正弦波信号S同步。
于是，如图2（f）所示的来自市电电源的输入电流I波形与输入电压V波形大体上变得相同，且与后者同相位，因此该UPS装置的功率因数可接近于1，其结果与图11所示的常规电路相比大大地改善了功率因数。
在市电电源正常的条件下，充电电路15工作，并将升压斩波器5的输出电压经充电电路15传递到电池12，使电池12充电。
如果市电电源出现间断，使输入电压变为0，如图2（2a）所示，升压斩波器5的输入电压也变为0，使电容器6也停止充电。于是，由于电容器6两端的电压Va随着电容器6放电逐渐降低，使放大电路19a输出的误差信号Vc升高，如图2（c）所示。当误差信号Vc超过一个预定电平时，电平检测电路17输出一个高电平电源间断检测信号Vl，如图2（g）所示。当充电电路15收到该电源间断检测信号Vl，即停止电池12的充电操作。此外，当开关电路16收到电源间断检测信号Vl，就闭合其内部的开关，使电池12的直流电压经二极管13输入升压斩波器5，结果升压斩波器电路5将电池12的电压抬高，向电容器6充电。
这样，电容器6两端的电压Va被恢复到正常值。然而，电池12的电压设计值略低于由二极管桥路3对输入电压V整流获得的直流电压，由于这个原因，由升压斩波器5抬高并输入电容器6的电压Va略低于电流间断前的值，使图2（c）所示的误差电压Vc略有升高。
另一方面，当市电电流间断时，电流同步电路18继续输出如图2（b）所示的同步正弦波信号S（因为这种功能是众所周知的，省略了有关解释）。升压斩波器控制电路19用如上所述的同样方法控制升压斩波器5，使其与同步正弦波信号S同步，值得注意的是，由于此时放大电路19a输出的误差信号Vc略大于电源间断前，使电流基准信号Vd的电平增高，如图2（d）所示。于是，在电抗器5a上流过一个对应该电平的电流，如图2（h）。
接着，逆变器控制电路20以如上所述的同样方法控制逆变电路8与同步正弦波信号S同步。因此，电容器6两端的直流电压与电源间断前一样被转换成交流电压继续供电，并无瞬间的间断。值得注意的是电容器6两端的电压Va此时低于前述电源间断前的电压，但由于输出电压电平Vf受到控制，使之与基准输出电压Vg相等，仍维持在一个固定值。
假设此时电源间断恢复了，来自二极管桥路3的直流电压重新形成，由于该直流电压略高于电池12的电平，升压斩波器电路5的输出电压稍有升高，使放大电路19a输出的误差信号Vc降低，导致电平检测器17输出一个低电平电源间断检测信号Vl。当电源间断检测信号Vl变为低电平，开关电路16在流入二极管13的电流变为0的时刻关闭。此外，当电源间断信号Vl变为低电平时，充电电路开始对电池12充电，并恢复到稳态工作。
同样在除市电电源间断外，由于任何异常条件使电压低于一个预定值的情况下，此电压下降由电平检测器17检测，从而执行与如上所述同样的动作。
如上所述，在本实施例中，省略了二极管桥路3输出侧的平滑电容器，并配备了与市电电源输入电压V同步的同步正弦波信号S，使得升压斩波器电路5和逆变电路8的动作与同步正弦波信号同步，并以此信号波形为基础进行PWM控制。于是，输入电流I的波形与输入电压V的波形近似，使UPS装置的功率因数约等于1。所以，从市电电源输入UPS装置的电流与UPS装置输出到各种设备的电流大约相等，从而消除了额外增加市电电源或插座配电容量的必要。
由于充电电路15在市电电源间断时停止对电池12的充电操作，消除了电池12当直流电压升高时再充电情况下的功率损失，提高了电源使用效率。在开关电路16中，固体继电器（SSR）采用（TRIAC）双向三极管半导体开关元件作为开关元件，这种固体继电器能够使用一个TTL电平（0，+5V）的控制信号来使电路接通和关断，该SSR是市场上廉价的，它通常被用来构成使用脉冲变压器的复杂触发电路。为控制TRIAC采用了SSR，以便构成一个仅在电源间断时闭合的开关电路。
图3是根据本发明的第二个UPS装置的实施例，该装置设有一个电源间断检测电路21用于检测市电电源的降落或间断，当电源出现异常状态时输出一个电源间断检测信号Vm，及一个或门电路22用于输入该电源间断检测信号Vm和由电平检测器17提供的电源间断检测信号Vl，用或门电路22的输出控制开关电路16和充电电路15。结果使电源间断检测电路21能快速检测出市电电源的异常状态。此外，在由于二极管桥路3损坏或类似的故障，难以或无法获得直流电压的情况下，这种异常状态可由电平检测器17检测，从而用与上述实施例相同的方法由电池12提供直流电源。
接着，如以上参考图2（c）所做的解释，如图4（a）所示放大器19a输出的误差信号在市电电源异常状态下比正常状态时增大。在图3电路中，电平检测电路19f输入误差信号Vc，在市电电源异常时输出一个确定电平信号Vn。此外加法器19g将信号Vn与耒自全波整流电路19c的一个电流基准信号相加，输出一个如图4（c）所示的电流基准信号Vo作为比较器19d的电流基准信号。
在这个电路中，由于开关电路16中流过的电流在市电电源异常状态下不等于0，使开关电路中的TRIAC接通，并维持接通直到电源的异常状态恢复为止，以实现稳定工作。此外，如果由电池12供电时，该系统可以提供无交流成分的高效率输出电流。
进一步，如图5所示可以用一个可控硅23替代开关电路16和二极管13，以上述同样的方式开关充电电路。此外，如图5所示，充电电路24可以通过一个二极管25和一个接在其节点上的电容器26接在二极管桥路3的输出端上，由于仅在市电电源正常状态下才有电流经二极管25流入充电电路24，就省去了上述图1中对充电电路执行开关控制的必要。
接下耒，二极管桥路3可以采用由二极管3a至3f构成的三相二极管桥路，把开关电路16的直流输出联接到三相输入端子的其中一相上。
值得注意的是，升压斩波器电路5中的电抗器5a在输入直流电压高时要求具有大电感，同时在直流电压低时上述电抗器的电感又要足够小，并要求电流容量大。因此，在电池12的电压比二极管桥路3的输出电压小得多的情况下，电抗器5a需要具有大电感和大电流容量，导致其尺寸加大。这里可在市电电源输入端加一个电抗器来降低二极管桥路3的直流输出电压，从而可减小电抗器5a的电感，以缩小电抗器的尺寸。
图7是本发明的第四个实施例，在这个电路中，电容器141用于滤波，二极管桥路103连接市电电源101，一个由电抗器108和一个FET110构成的升压斩波器连接在二极管桥路103的直流侧，其直流输出用于对电容器12充电。
在本实施例中，斩波器输出基准电压VR与斩波器输出电压Vc之间的误差由放大器131放大，该放大的误差电压作为乘法型D/A转换器132的模拟量输入，D/A转换器132与用于逆变器基准电压的D/A转换器121相并联。D/A转换器132的转出电压V132经全波整流电路133变换成电压V133，电压V133经由开关134的a触点134a输入比较器135作为斩波器电流基准电压VS。
另一方面，放大器131的输出电压V131经由开关134的b触点134b也可作为斩波器电流基准电压VS。
上述电流基准电压VS与一个由电流检测器109检测的斩波器电流信号V109在一个有滞后作用的比较器135中相比较。比较器135的输出通过驱动电路130执行FET110的开关动作。
电池105的正极经可控硅138连接在二极管桥路103的正极。当电源间断检测器136检测到市电电源间断时，由触发电路137触发可控硅138接通电池105，向斩波器供电。
电源间断检测信号通过一个或门电路139切断开关134使b触点134b闭合。另一方面，一个异步或非同步检测器140检测同步电路118相对于电源的非同步位移，并经由或门电路139关断开关134使b触点134b闭合。
同步电路118和振荡器117产生一个与市电电源同步的正弦波，由计数器119计数，将计数值经存储器120输入乘法型D/A转换器121，在D/A转换器121输出端获取一个逆变器输出基准电压V121。
正弦波的变化使逆变器输出电压相对于电压给定器127的基准值出现误差，该误差经放大后作为乘法型D/A转换器121的一个模似输入量，使上述基准电压V121随之改变。
采用公知的电路将基准电压V121与一个三角波发生器122产生的三角波在比较器123处比较，对逆变桥113提供PWM控制，就可以控制逆变器的输出电压。
另一方面，由电抗器108，FET110，二极管111和电容器112构成升压斩波器向逆变电桥113提供直流电源，以此控制电容器两端的电压Vc作为输出电压维持恒定不变。
换言之，放大器131将电容器电压Vc相对于斩波器输出基准电压VR的误差加以放大，放大器131的输出电压V131作为乘法型D/A转换器132的模拟输入量。D/A转换器121与D/A转换器132并联输入同一数字输入量，于是，D/A转换器132的输出V132与D/A转换器121的输出V121同相位，（因此也与市电电源同相位）并且其值与输出V131成正比。输出信号V132由全波整流电路133整流。当市电电源101处于正常状态，全波整流器133的输出电压作为电流基准VS经由触点134a与电流检测器109的输出V109在比较器135处比较。比较器135的输出构成电流小的环路作为一个PWM信号驱动FET110，从而控制与电流基准VS成比例的斩波器电流Ic。
图8中t0至t1是市电电源处于正常状态的时期，电流基准VS具有正弦波全波整流波形。在斩波器电路的输入电流中，包含较高的谐波成分，这些谐波成分由电容器141吸收。
如果市电电源101在t1时刻间断，电源间断检测器136检测该间断并将可控硅138开通，斩波电路的电源由电池105代替，同时通过或门电路139操作开关134，使触点134b闭合。因此，电流基准VS被切换成一个平滑值，使电池105输出一个平坦的直流电流。
接着，如果市电电源的频率出现异常，将导致市电电源与逆变器非同步，非同步检测器140检测到非同步后通过或门电路139操作开关134使触点134b闭合。从而控制来自市电电源101的电流使其具有矩形波形，结果使来自市电电源101的输入电流不出现频差。
图9是UPS中使用的电池充电特性的实例。在多数情况下，UPS的备用时间为5到10分钟。与备用时间密切相关的是放电时间相对于放电电流有迅速下降的趋势。
上述结果是由于放电电流增大，使化学反应不能充分进行，以及由于内部电阻，使损失增大。在放电时间的前十分钟和后十分钟，可以获得与放电电流的平方成反比例增加的放电时间特性。如图8所示，这时电池的放电电流是一个全波整流电流或一个平直的电流，由于可用或有效功率与电流的平均值成比例，并且放电电流与电流有效值的平方成反比，假设电池电压恒定，并假设t0至t1之间的平均值与t1至t2之间的平均值相等时，t1至t2期间的有效值大约是t0至t1期间有效值的0.9倍，从而放电时间可增加约20%，提高了电池的使用效率。
本发明的另一个不同的实施例如图10所示，图中省去了与图7基本电路相同之处。
在图7实施例中，采用的方案是斩波器电路的电流基准VS与逆变器输出基准电压V221同相位，不维持市电电源与逆变频率的同步，以确保电源频率异常时的逆变频率。在图10实施例中，为使市电输入电流具有正弦波形，设置了一个与市电电源同步的计数器142。此外，存储在存储器143中的全波整流波形响应计数器142的输出，操作D/A转换器132输出一个全波整流波形，由此省略了图7中的全波整流电路133。
当市电电源101间断时，电源间断检测器136检测该间断，将存储器143的内容由全波整流波形转换成相应的固定值，从而省略了图7中的开关134。
值得注意的是在图10的实施例中，即使市电电源频率出现异常状态，市电电源的输入电流波形仍是正弦波，这种装置可以用来做为频率转换器。
另一点值得注意的是，如果省去图1或图7中的逆变器单元，本发明可用做直流型的UPS。
根据以上详细叙述，本发明的UPS装置在市电电源正常状态时能使流入的电流具有功率因数接近1的正弦波形，从而实现电流功率因数的改善和减少电源波形的畸变。此外，当市电电源出现异常状态由电池输出一个平直的直流电流，以便最大限度地利用电池容量。从而获得一种经济，小型和轻便的UPS控制装置。