本发明涉及空调器等使用的直流无刷电机的驱动控制装置和驱动方法。 直流无刷电机由绕着相绕组的定子和具有永磁铁的转子构成。这种电机有2极式和4极式，在2极式中，将按星形连接的三相绕组以相互错开120°的机械位置绕在定子上，将一个永磁铁（磁极N和S）设在转子上。在4极式中，将2组相同的按星形连接的三相绕组以相互错开180°的机械位置绕在定子上，将两个永磁铁以相互错开90°的机械位置设在转子上。
2极式和4极式的动作的差别在于，在2极式中转子的机械角的1个周期与三相绕组的电角的1个周期绕组相对应，而在4极式中转子地机械角的1个周期与三相绕组通电的电角的2个周期相对应。下面，以电角和机械角1对1的2极式为例进行说明。
驱动这种直流无刷电机时，要使用对交流电源电压进行整流的整流电路和利用开关将该整流电路的输出变换为所希望的频率的交流电压的开关电路，并将该开关电路的输出电压加到定子的三相绕组上。作为这样的例子，有特愿平5-74439号专利。同样的专利示于图8。
图1是本发明的一个实施例的控制部分的结构框图。
图2是表示上述实施例中的通电模式和各晶体管的动作的对应关系的格式图。
图3是用于说明上述实施例的作用的信号波形图。
图4是表示上述实施例中电流的流向图。
图5是图3中的直流电流波形的放大图。
图6是先有装置中的直流电流波形的放大图。
图7是用于说明另一个实施例的信号波形图。
图8是一个实施例和先有装置的总体结构图。
图9是先有装置中的控制部分的结构框图。
图10是表示先有装置的通电模式和各晶体管的动作的对应关系的格式图。
图11是用于说明先有装置的作用的信号波形图。
图12是表示先有装置中电流的流向例图。
图13是表示先有装置中的逆向电流图。
1-直流无刷电机
4-开关电路
10-控制部分
20-位置检测电路
21-定时计数器
22-控制电路
23-通电模式计数器
24-存储器
25-驱动电路
31，32，33-寄存器
41，42，43-比较器
图中，1是直流无刷电机，由具有按星形接法的三相绕组Lu、Lv、Lw的定子（图中未示出）和具有永磁铁的转子（图中未示出）构成。
整流电路3与三相交流电源2连接，开关电路4与该整流电路3的输出端连接。该开关电路4是按三相分别设立前级开关元件和后级开关元件的串联电路，设置晶体管Tu+和Tu-作为U相用的前级和后级开关元件;设置晶体管Tv+和Tv-作为V相用的前级和后级开关元件;设置晶体管Tw+和Tw-作为W相用的前级和后级开关元件。整流电路3的输出电压加到各相的串联电路上。用于防止反电动势的阻尼二极管D与各晶体管并联。
相绕组Lu的非结点端与开关电路4的晶体管Tu+和Tu-的相互连接点相连接;相绕组Lv的非结点端与晶体管Tv+和Tv-的相互连接点相连接;相绕组Lw的非结点端与晶体管Tw+和Tw-的相互连接点相连接。
电阻5和电阻6的串联电路与整流电路3的输出端连接，以电阻6上产生的电压为基准电压Vo输入比较器7，8，9的反相输入端（-）。选择电阻5和6的阻值，使电阻6上产生的电压为整流电路3的输出电压的1/2的电平。并且，相绕组Lu的端电压输入比较器7的非反相输入端（+）;相绕组Lv的端电压输入比较器8的非反相输入端（+）;相绕组Lw的端电压输入比较器9的非反相输入端（+）。
输入非反相输入端（+）的输入电压小于基准电压Vo时，比较器7，8，9便输出逻辑“0”信号;输入非反相输入端（+）的输入电压与基准电压Vo相同或大于基准电压Vo时，输出逻辑“1”信号。
比较器7，8，9的输出供给控制部分10。该控制部分10通过比较器7，8，9检测在向绕组Lu，Lv，Lw中感应的电压V1，根据该感应电压V1的变换检测转子的转动位置，作成对开关电路4的各晶体管的驱动信号。这些驱动信号输送给开关电路4的各晶体管的基极。
即，通过使开关电路4的各串联电路中一个串联电路的前级晶体管和另一个串联电路的后级晶体管导通，使两个相绕组进行通电即所谓的2相通电。
由2相通电产生磁场时，利用它和永磁铁产生的磁场的相互作用，对转子产生转动力矩，从而使转子开始转动。这时，由于随着永磁铁的转动而转动的磁场的作用，在非通电的1个相绕组中感应出电压。根据该感应电压的变化检测转子的转动位置，根据该转动位置顺序转换上述2相通电。通过反复进行2相通电的转换即所谓的换向，使转子继续转动。
如果不换向，当定子的磁通和转子的磁通平行时将停止转动，所以，必须根据感应电压的变化检测转子的转动位置进行换向，以使定子的磁通和转子的磁通总是接近正交状态。
关于转动速度的控制，是在2相通电用的作为导通定时的2个开关元件中，使1个连续导通，使另1个断续导通（断续开关），通过调节该断续导通的通断占空比即所谓的PWM（脉冲宽度调制）控制，将转动速度设定为目标值。
控制部分10的具体例子示于图9。
首先，比较器7，8，9的输出信号输入位置检测电路20。该位置检测电路20根据后面所述的通电模式计数器23的输出（与通电模式A，B，C，D，E，F对应的计数值）选择与非通电的相绕组对应的比较器的输出信号（感应电压V1与基准电压V0的比较结果），在从接收后面所述的比较器42输出的位置检测容许指令的时刻到通电模式计数器23的计数值发生变化（换向）为止的期间，监视该比较输出信号的逻辑电平的变化点（从逻辑“0”到逻辑“1”或从逻辑“1”到逻辑“0”的变化点），如果有变化点，就捕捉它作为转子的转动基准位置，输出位置检测信号。
从位置检测电路20输出的位置检测信号输送给定时计数器21和控制电路22。定时计数器21接收到位置检测信号时，将这时的计数值作为数据输出，再开始进行新的计数。即，利用定时计数器21测量从检测到转动基准位置后到检测到下一个转动位置的时间间隔T（与电角度60°相当）。
控制电路22接收到位置检测信号时，输入定时计数器21的输出数据（计数值T），计算出转子的转动速度，并控制驱动电路25输出的通断信号的通断占空比（PWM：脉冲宽度控制），以使其与目标速度的差值等于零。另外，控制电路22还计算出定时计数器21的输出数据（计数值T）的1/2的值（＝T/2，与电角度30°对应），将它设定到寄存器31中，并且计算出输出数据的3/4的值（＝3T/4，与电角度45°对应），将它设定到寄存器32中。
向寄存器31存放的设定值“T/2”（电角30°）相当于到换向为止的剩余期间。向寄存器32存放的设定值“3T/4”（电角45°）相当于到换向为止的剩余期间（电角度30°）和换向后的感应电压V1的检测禁止期间（电角15°）之和。
关于检测禁止期间（电角15°），即使由于换向时电流切断而引起的反电动势以噪音的形式叠加到感应电压V1上，也应不论该噪音如何，由确实检测到在转动基准位置时的感应电压V1和基准电压V0的交点来决定，这是基于噪音重叠期间基本上限制在电角15°的期间内的判断。
寄存器31和32的设定值由比较器41和42分别将其与定时计数器21的计数值进行比较。
如果定时计数器21的计数值达到了寄存器31的设定值就从比较器41发出换向指令。该换向指令输送给通电模式计数器23。如果定时计数器21的计数值达到了寄存器32的设定值，就从比较器42发出位置检测容许指令。该位置检测容许指令输送给位置检测电路20。
通电模式计数器23是反复进行从计数值“1”到“6”的6进位计数器，计数从比较器41传送来的换向指令的次数。该计数值与开关电路4中的各晶体管的6种通电模式A，B，C，D，E，F相对应。
通电模式计数器23的输出信号输送给位置检测电路20和存储器24。存储器24存储着与通电模式A，B，C，D，E，F相对应的6种驱动信号图形。根据通电模式计数器23的计数值读出某一存储图形，输送给驱动电路25。
驱动电路25按照从存储器24读出的驱动信号图形向各晶体管输出导通信号、截止信号和通断信号。
通电模式A，B，C，D，E，F和各晶体管的动作方式的对应关系示于图10。图中的P表示脉冲宽度控制PWM即通断占空比的控制，空格表示截止。
根据实验确定的分别在三相绕组Lu，Lv，Lw中感应的电压V1和电流的波形以及从整流电路3输出的直流电流的波形如图11所示。
由图11的实验数据可以看出，在换向后开始断续导通动作的晶体管最初的截止期间，直流电流向负方向变化很大，从而产生流向整流电路3的逆向电流。该逆向电流对整流电路3的电气元件的寿命有不良影响，并且会使电机1的转矩变动增大，降低运转效率，增大噪声和振动。
例如，在通电模式B中，晶体管Tu+断续导通，晶体管Tw-连续导通，当从该模式变换为通电模式C时，在前一模式中处于截止状态的晶体管Tv+重新开始连续导通，并且在前一模式中处于连续导通状态的晶体管Tw-开始断续导通。
在开始进行断续导通的晶体管Tw-的导通期间，如图12所示，电流从整流电路3的正输出端（+）的晶体管Tv+，相绕组Lv，相绕组Lw，晶体管Tw-和整流电路3的负输出端（-）流动，并且，从晶体管Tw-向负输出端流动的电流的一部分通过与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D，从该处通过相绕组Lu汇合到流向相绕组Lw的电流中。
并且，在晶体管Tw-的截止期间，如图13所示，在导通期间通过与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D，向相绕组Lu，Lw流动的电流被切断了原来流动的通路，于是，电流便通过与晶体管Tw+并联的阻尼二极管D流入正输出端（+）。与此同时，也产生了从负输出端（-）向与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D流动的电流，即逆向电流。
鉴于上述情况，本发明的目的在于提供一种可以防止产生流向整流电路的逆向电流，从而可以保护整流电路的电气元件、提高电机的运转效率、减小噪声和振动的直流无刷电机的驱动控制装置。
另外，作为第2发明，旨在提供可以进行适当的电机驱动的直流无刷电机的驱动方法。
本发明的直流无刷电机的驱动控制装置，包括由具有星形三相绕组的定子和具有永磁铁的转子构成的直流无刷电机、在三相中按照电流方向分别设置前级和后级的一对开关元件的串联电路的开关电路，以及向该开关电路中的各串联电路施加整流电路的输出电压的部件。将上述各个相绕组的非结点端与各串联电路的开关元件的相互连接点相连接，使开关电路的1个串联电路的前级开关元件和另一个串联电路的后级开关元件导通，进行向2个相绕组通电的2相通电，检测在其余的1个非通电的相绕组中产生的感应电压，根据该感应电压检测上述转子的转动位置，顺序转换上述2相通电，并且在2相通电中用作导通定时的2个开关元件中使1个连续导通另一个断续导通而进行速度调节。本发明在这样的直流无刷电机的驱动控制装置中，设有在2相通电转换后开始的指定期间使作为导通定时的2个开关元件中从2相通电转换前处于导通定时的开关元件连续导通，而使新导通定时的开关元件断续导通的部件。
第2发明的直流无刷电机的驱动方法是在各相的120°通电范围的最初的指定电角度内断续通电，然后连续通电，而在后半期再次进行断续通电。
在本发明的直流无刷电机的驱动控制装置中，在2相通电转换后，通过使从该转换前处于导通定时的开关元件连续导通，电流在开关电路内形成环路。
第2发明的直流无刷电机的驱动方法是在各相的120°通电范围内，存在断续通电、连续通电和断续通电。
下面，参照附图说明本发明的一个实施例。图中，与图8和图9相同的部分标以相同的符号，详细说明省略。
总体结构和图8相同，如图1所示，在控制器10内新设置了寄存器33和比较器43。
寄存器33和比较器43是用以设定换向后最初的指定期间。
控制电路22计算出定时计数器21的输出数据（计数值T）的1/2的值（＝T/2，相当于电角30°）后把它设定到寄存储31内;计算出输出数据的5/6的值（＝5T/6，相当于电角50°）后把它设定到寄存器33内;计算出输出数据的11/12的值（＝11T/12，相当于电角55°）后把它设定到寄存器32内。
向寄存器31存放的设定值“T/2”（电角30°）相当于到换向为止的剩余期间。向寄存器33存放的设定值“5T/6”（电角50°）相当于到换向为止的剩余期间（电角30°）和换向后最初的指定期间（电角20°）之和。向寄存器32存放的设定值“11T/12”（电角55°）相当于到换向为止的剩余期间（电角30°）和换向后感应电压V1的检测禁止期间（电角25°）之和。
关于检测禁止期间（电角25°），即使由于换向时电流切断引起的反电动势作为噪音叠加到感应电压V1上，不论该噪音如何，也应该由确实检测到在转动基准位置时的感应电压V1与基准电压V0的交点来决定。
寄存器31，33，32的设定值由比较器41，43，42分别将其与定时计数器21的计数值进行比较。
如果定时计数器21的计数值达到寄存器31的设定值，就从比较器41发出换向指令。该换向指令被送给通电模式计数器23。
如果定时计数器21的计数值达到寄存器33的设定值，就从比较器43发出图形变换指令。该图形变换指令被送给存储器24。
如果定时计数器21的计数值达到寄存器32的设定值，就从比较器42发出位置检测容许指令。该位置检测容许指令被送给位置检测电路20。
存储器24存储着与通电模式A0，A1，B0，B1，C0，C1，D0，D1，E0，E1，F0，F1相对应的12种驱动信号图形。根据通电模式计数器23的计数值和比较器43的图形变换指令读出某一存储图形，并传送给驱动电路25。
下面说明上述结构的作用。
首先，通过模式A0，A1，B0，B1，C0，C1，D0，D1，E0，E1，F0，F1与各个晶体管的动作方式的对应关系示于图2。图中的P表示脉冲宽度控制PWM即通断占空比的控制，空格表示截止。另外，分别在三相绕组Lu，Lv，Lw中感应的电压V1和电流的波形以及从整流电路3输出的直流电流的波形示于图3。
现在，设通电模式计数器23的计数值为“1”。这时，从存储器24读出通电模式A0或A1的驱动信号图形。根据该驱动信号图形从驱动电路25输出驱动信号，驱动开关电路4的指定晶体管。
选择通电模式A0还是A1，根据比较器43输出的图形变换信号决定，接收图形变换信号之前选择通电模式A0，接收图形变换信号之后选择通电模式A1。
在通电模式A0和A1中，应进行从相绕组Lu到相绕组Lv的2相通电，前级晶体管Tu+和后级晶体管Tv-都处于导通定时状态。并且，在开始的通电模式A0期间，前级晶体管Tu+断续导通（即通断），后级晶体管Tv-连续导通。在其后的通电模式A1期间，与上述情况相反，前级晶体管Tu+连续导通，后级晶体管Tv-断续导通。
当在相绕组Lu，Lv中产生磁场时，由于它与永磁铁产生的磁场之间的相互作用，对转子产生转动力矩，使转子开始转动。这时，随着永磁铁的转动而转动的磁场的作用，在非通电的1个相绕组Lw中感应出电压V1。该相绕组Lw中的感应电压V1在比较器9中与基准电压V0进行比较，在位置检测电路20中选择其比较结果的输出信号。
利用位置检测电路20，在从接收到从比较器42输出的位置检测容许指令开始到通电模式计数器22的计数值发生变化（换向）为止的期间，根据上述选择的比较结果输出信号，检测转子的转动基准位置（两电压V1，V0的交叉点）。
当检测到转动基准位置时，从位置检测电路20输出位置检测信号。并且，利用定时计数器21计数从输出该位置检测信号到输出下一个位置检测信号的时间间隔T。
另外，每输出一次位置检测信号，就分别将定时计数值T的1/2的值（电角30°）、5/6的值（电角50°）和11/12的值（电角55°）设定到寄存器31，33，32中，并且分别利用比较器41，43，42将这些设定值与定时计数器21的计数值进行比较。
当定时计数器21的计数值达到寄存器31的设定值时（从检测转动基准位置开始经过与电角30°对应的时间），从比较器41发出换向指令，通电模式计数器23的计数值从“1”变为“2”。于是，这次就从存储器24读出通电模式B0，B1的驱动信号图形，进行从通电模式A0，A1的2相通电向通电模式B0，B1的2相通电变换。
当定时计数器21的计数值达到寄存器33的设定值时（从检测转动基准位置开始经过与电角50°对应的时间），从比较器43发出图形变换指令。
当定时计数器21的计数值达到寄存器32的设定值时（从检测转动基准位置开始经过与电角55°对应的时间），从比较器42发出位置检测容许指令。
在通电模式B0，B1中，应进行从相绕组Lu到相绕组Lw的2相通电，前级晶体管Tu+和后级晶体管Tw-都导通定时。并且，在开始的通电模式B0期间，前级晶体管Tu+连续导通，后级晶体管Tw-断续导通。在通电模式B1期间，与上述情况相反，前级晶体管Tu+断续导通，后级晶体管Tw-连续导通。
从通电模式B0向通电模式B1的转换，根据从比较器43输出的图形变换指令进行。
当在相绕组Lu，Lw中产生磁场时，由于它和永磁铁产生的磁场之间的相互作用，对转子产生转动力矩，使转子继续转动。这时，随着永磁铁的转动而转动的磁场的作用，在非通电的1个相绕组Lv中感应出电压V1。在该相绕组Lv中产生的感应电压V1，在比较器8中与基准电压V0进行比较，在位置检测电路20中选择其比较结果输出信号。并且，利用位置检测电路20，在从接收到从比较器42输出的位置检测容许指令到通电模式计数器23的计数值发生变化（换向）的期间内，根据上述选择的比较结果输出信号，检测转子的转动基准位置（两电压V1，V0的交叉点）。
这样，当检测到转动基准位置时，再经过时间“T/2”之后，通电模式计数器23的计数值从“1”增大为“3”，这时，从存储器24读出通电模式C0，C1的驱动信号图形。
以后，同样从检测转动基准位置开始，以电角延迟30°反复进行换向，使转子继续转动。
但是，通电模式A0，B0，C0，D0，E0，F0与2相通电换向后开始的指定时间（电角20°）相对应，作为原来的控制方式即通电模式A1，B1，C1，D1，E1，F1的前期阶段而存在。
以通电模式C0为例，晶体管Tv+，Tw-导通定时，其中，晶体管Tv+断续导通，晶体管Tw-连续导通。晶体管Tw-的连续导通的动作是从换向前的通电模式B1开始继续的，而且是代替原来的通电模式C1中的断续导通的动作。这是由以下理由所决定的，即假定刚换向之后晶体管Tw-开始原来的断续导通，则在晶体管Tw-的最初导通期间，如图12所示，电流从整流电路3的正输出端（+）向晶体管Tv+，相绕组Lv，相绕组Lw，晶体管Tw-和整流电路3的负输出端（-）流动，并且从晶体管Tw-向负输出端（-）流动的电流的一部分通过与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D，然后，通过相绕组Lu汇合到向相绕组Lw流动的电流中。
并且，在晶体管Tw-的截止期间，如图13所示，在导通期间通过与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D向相绕组Lu，Lw流动的电流被切断原来流动的通路，于是，它便通过与晶体管Tw+并联的阻尼二极管D流入正输出端（+）。与此同时，也产生从负输出端（-）向与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D流动的电流，即逆向电流。
为了防止这种逆向电流，使晶体管Tw-进行连续导通而不是断续导通，这样，便可如图4所示形成电流的环路。
即，通过与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D向相绕组Lu，Lw流动的电流，从该处通过处于连续导通状态的晶体管Tw-向与晶体管Tu-并联的阻尼二极管D流动，形成环路。另外，通过晶体管Tw-的电流的一部分流过晶体管Tv-并联的阻尼二极管D，从该处通过相绕组Lv汇合流入向相绕组Lw流动的电流中，同样形成环路。
这样，通过在开关电路4内使电流形成环路，由图3可知，可以减小直流电流向负方向的变动，从而可以尽可能防止产生流向整流电路3的逆向电流。因此，可以保护整流电路3中的电气元件，提高电机1的运转效率，减小噪声和振动。
另外，即使晶体管Tw-继续进行连续导通由于新成为导通定时的晶体管Tv+进行断续导通，所以，不会影响转动速度控制。
本实施例的直流电流的波形放大图示于图5，并且同时示出了直流电流的有效值和电机1的瞬时转矩（瞬时功率）的变化。为了进行对比，将先有装置中的直流电流的波形和有效值以及电机1的瞬时转矩的变化示于图6。
在上述实施例中，将换向后的PWM的期间固定为电角20°，并且将换向后的电角25°规定为感应电压的检测禁止期间，防止转动位置的误检测，但是，如图7所示，在相电流减小的期间，不论PWM的通断如何，由于相绕组的反电动势的作用，检测相电压都位于检测一侧。并且，当相电流减小到零之后，根据检测相电压可以检测中性点电压（基准电压V0）+速度电动势。因此，换向之后进行防止逆向电流模式的PWM时，如果监视PWM的导通时的检测相电压，则在相电流变为零时，该检测相电压便从检测一侧向未检测一侧变化。因此，也可以捕捉该变化，并在完成防止逆向电流模式的PWM之后进行通常的PWM控制，捕捉由该PWM控制而导通时的检测相电压从未检测一侧向检测一侧变化的点作为转动基准位置。
另外，在上述实施例中，开关电路4中的开关元件以使用晶体管的情况为例进行了说明，但是，采用其它元件同样可以实施。
如上所述，按照本发明，在2相通电转换之后，使从转换前处于导通定时状态的开关元件连续导通，在开关电路内使电流形成环路，所以，可以防止产生流向整流电路逆向电流，从而可以提供能保护整流电路中的电气元件、提高电机的运转效率和减小噪声及振动的直流无刷电机的驱动控制装置。
另外，还可以提供能进行适当的电机驱动的直流无刷电机的驱动方法。