由移相键控模拟波形生成脉冲的方法和装置 相关申请的参考文献
本申请是1999年10月28日申请的美国申请09/429,527的连续申请，由本发明的受让人所拥有，上述申请名称为“由模拟波形生成脉冲的方法和装置”。
本申请涉及1999年10月28日申请的美国待审申请09/429,519，名称为“一种使用脉冲译码进行通讯的方法和装置”，本申请还涉及2001年3月13日申请的共有美国待审申请09/805,854，名称为“根据脉冲恢复数据的方法和装置”，上述两个申请都由本发明的受让人所拥有，并作为参考结合在这里。
【发明背景】
本发明通常涉及生成脉冲的技术，尤其是涉及将任意模拟波形转换生成脉冲串的技术。
在数字通信领域，移相键控(PSK)是一种众所周知的调制方法。对于附加白高斯噪声(AWGN)信道，相比较于其他的调制技术例如移频键控(FSK)或者通断键控(00K)，移相键控是最好地实施方式。尽管出现了脉冲译码通信系统(美国专利申请09/429,519)，但在脉冲译码接收器中，如何利用PSK波形生成可转换成例如二进制符号这样的一系列字符或符号的脉冲组，并非是显而易见的。
在传统的数字通信系统中，通常使用相干检波器由PSK已调制载波恢复信息。该检波器需要有一定量地有效载波周期来恢复一个符号。这就意味着上述载波频率必须比上述调制信号要高。
在脉冲译码通信系统中，对于上述检波器需要能够将一个周期的模拟波形译码成一组脉冲。
而传统的相干检波器不可能用于脉冲译码通信设计。美国专利申请09/429,527公开了根据模拟波形生成脉冲的电路配置。这些电路能够将一个周期的模拟波形译码并生成一组脉冲。上述电路可以应用于FSK波形，这是因为上述电路生成的脉冲量可以区分每一模拟波形的周期频率。但是如何利用这些电路，以使得响应上述PSK波形生成的脉冲组可以用来恢复由发射机传输的字符或者符号，却并不是显而易见的。这是由于PSK通过上述信号的相位携带信息，而上述信号的频率相同。这样就需要一种可以应用于PSK调制技术的脉冲译码方法。
发明简述
一种用于对已接收移相键控(PSK)信号检波的方法和装置包括接收一个PSK传输信号。在本发明的一个实施例中，上述PSK传输信号是一种信息波形，表示一个或多个通信符号。上述接收信号经过处理可以生成一包括脉冲组的脉冲波形。一译码器可以应用到上述脉冲组进行恢复上述原始符号。
设置有一种通信系统结合上述本发明的发信号方法和装置。
附图简述
本发明的教导可以通过下列详细描述并结合附图得到很好的理解：
图1示出了本发明一个示意性实施例的简化电路框图；
图2是用来解释图1中所示电路操作的波形；
图3是根据本发明说明译码过程；
图4是本发明另一个示意性实施例的简化电路框图；
图5示出了根据图4所示的本发明实施例的译码过程；
图6示出了图1所示示意性电路图的另一种替换电路布置；
图7示出了根据本发明另一替代实施例的一种加权脉冲计数方法；
图8示出了一种用于本发明电路的传递函数；
图9示出了一个具有图8所示传递函数的电路说明实例；
图10示出了根据本发明的一种通信系统的简化框图。
特定实施例的描述
非相干方法
图1示出了本发明特定实施例的一个示意性实例。电压源101代表移相键控(PSK)波形的来源。在本发明一给定的实施例中，上述电压源可能是一接收器的输出，并接收PSK编码传输信号。上述波形如图1所示，作为简图102来说明时域中的PSK信号。
上述PSK信号通过输出A馈给电路103和104。每一电路103和104都具有一个由其状态变量X和Y所描述的N型传递函数。在一个特定实施例中，上述X和Y变量可以分别是I和V。尽管电路103和104都具有N型传递函数，但每个电路配置都稍有不同，以使得它们响应不同，下面将详细描述。
参考图8和9，示出了一配置成具有N型传递函数802的电路900实例。这个电路可以用作为电路103和104中的子电路，在图9所示的电路示例中，电路900配置成环绕一个LM7121运算放大器902。在上述运算放大器的输出和其正输入之间连接有一电容元件C。一电压分配器电路将上述运算放大器的输出和其负输入相连。上述电压分配器电路包括电阻元件R2和R3。通过一电阻R1，输入连接到上述运算放大器的正输入。上述运算放大器通过Vcc和Vdd被偏置。共有的美国待审申请09/429,527以及美国申请09/805,845公开了附加电路，作为参考结合在这里。
参看图8，电路的特征在于其I-V曲线，涉及两个电流和电压的状态变量。为了达到本发明的目的，电路的“传递函数”是指任何两个电路状态变量之间的关系式。这样的曲线表示一个状态变量(例如电流)在另一个状态变量(电压)变化的时候，是如何变化的。根据本发明，上述电路900配置使得其传递函数802包括一位于区域804内的部分，上述区域804这里作为一“非稳”域。为了显示传递函数，上述非稳域的两侧界定为区域806和808，这两个区域每个在这里都作为“稳定”域。
根据本发明的电路具有一相关“工作点”，被限定在上述传递函数802上作为其位置。上述电路900输出的性质就取决于其工作点的位置。如果上述工作点被沿着上述位于区域804之内的传递函数的上述部分设置，那么上述电路的输出就会表现为振荡形式。但是上述传递函数的上述部分所在的区域804只是作为一非稳域。如果上述工作点沿着上述位于区域806和808任一之内的传递函数的上述部分设置，那么上述电路的输出就会表现为随时间变化但并不振荡的形式。出于这个原因，区域806和808用作为稳定域。
上述电路900中这样的形式可以作为“受控”弛豫振荡。在本发明的正文中，术语“受控弛豫振荡”是指电路以这样的方式操作，即所需振荡量实质上可以由瞬时振荡终端伴随产生。相反，上述电路能够响应，基本上不需要从非振荡状态瞬变到振荡状态，来生成所需的振荡量。
美国申请09/429,527公开了为获得受控弛豫振荡的附加电路。美国申请09/805,824公开了同样具有受控弛豫振荡的电路，但进一步的特点是具有电阻式输入阻抗。
参看图1和图9，示出了一个特定实施例中的子电路103实例，其由下列部件值构成：Vcc＝1V，Vdd＝-3.5V，R1＝680Ω，R2＝68Ω，R3＝10Ω，C＝68nF。上述运算放大器使用的是LM7121。在这个特定实例中，如在电路103中所示图形表示，X和Y分别对应于I和V，上述非稳域位于由Y＜0限定的平面内。另外，电路103的输出将包括负脉冲。
类似的，子电路104配置得和子电路103数值相同。只是上述运算放大器直流偏压不同。在这个实例中，Vcc＝3.5V，Vdd＝-1V。如在电路104中所示图形表示，上述非稳域位于由Y＞0限定的平面内。上述电路103产生正脉冲。
当在电路104的输入A处，Y的振幅为正，其输出B将包括脉冲组，而电路103的输出B基本上为非振荡。相反，当上述Y的振幅为负，电路104的输出B非振荡，而电路103在其输出B将产生负脉冲组。上述生成的脉冲串105和106可以由一个加法器112添加产生一个合成的脉冲串107。
如图所示，脉冲串107包括正脉冲和负脉冲，并被馈给判定装置114。上述判定装置可以是一单脉冲计数器。在一特定实施例中，举例来说，脉冲计数器可以计算上述正脉冲，并产生一第一脉冲读数。接着上述脉冲计数器计算上述负脉冲，并产生一第二脉冲读数。然后基于上述第一和第二脉冲读数来识别一个符号。例如将上述读数值映象给一个符号。这样反复操作，从而产生一系列符号。
在另一种替换结构中，电路103和104的输出B被直接馈给上述判定装置114。在这种配置中，上述判定装置将上述脉冲以上述描述的相类似的方式映象，从而产生一系列符号。例如可以使用脉冲计数法。
美国申请09/805,854公开了附加脉冲译码技术。
图2示出了图1中电路103和104的电路操作。图中说明了电路103和104的一传递函数的特定实例。对于这些电路，上述状态变量分别为I和V。电路103和104的上述I-V特性都分别是N型传递函数203，204。注意上述传递函数203的非稳域位于由0＞V＞Vlow所限定的平面内，上述传递函数204的非稳域位于由0＜V＜Vup所限定的平面内。
还示出一模拟波形201，来表示一PSK信号；例如表示一在基于PSK通信系统中已接收PSK调制信息的信号。上述模拟信号如图所示被旋转，是为了说明其同上述传递函数203，204之间的关系。
当上述波形的振幅为正(也就是大于零)时，可以看出电路104的工作点位于其传递函数204的非稳域内。图2示出了波形201的正摆幅峰值的工作点，示出在其传递函数上的位置为206。由于上述工作点位于非稳域，上述电路104处于振荡状态，并会在其输出产生脉冲。
相反，在波形201的正摆幅峰值时，所示上述电路103的工作点为传递函数203上的位置207。传递函数203上的这个位置位于上述非稳域之外，所以电路103的输出就会随时间变化，但在模拟波形201的正峰值处并不是振荡输出。而且，在上述波形201的整个正向部分，上述电路103的工作点位于其传递函数203的稳定域内。
当上述模拟波形201的振幅小于零(也就是负值)，上述电路104的工作点移动到传递曲线204的稳定工作域。这样，其输出通常就随时间变化，但却是非振荡信号。图2示出了上述模拟波形201负峰值使得电路104的工作点位于传递函数的位置209。
如图2所示，在模拟波形201的负向部分时，电路103的工作点位于其传递函数203的非稳域。图2示出了在波形201的负峰值处，电路103的工作点处于位置208。所以其输出就会以脉冲的形式振荡。
图3示出了本发明的一个示意性实施例，该实施例使用所熟知的四进制移相键控(QPSK)的PSK模式。图1中的电路配置用于解释本发明使用QPSK波形的操作。
在一QPSK模拟波形中，每一模拟波形的周期都可以携带两比特的信息量。举例来说，波形302包括四个模拟波形周期，代表比特00，01，11和10。假设波形302作为应用到图1所示电路配置中的输入。基于图2所示的传递函数，对应波形302一个周期的响应包括脉冲组304，其中一组脉冲对应上述四个周期中的一个。正脉冲305由电路104生成，而负脉冲由电路103生成。
如图3所示，上述正负脉冲在时间上都不会重叠。这是由于如图2所示电路103，104的脉冲发生形式具有特殊性。这样，电路103和104的输出就被加在一起(被如图1所示的加法器112)，而并不会影响各自的输出。在图3所示的示意性实例中，上述四个单周期QPSK波形结合产生对应的单一脉冲组。这些脉冲可以由判定装置114通过传统的脉冲检波技术进行译码。美国申请09/805,854就公开了不同的替代技术。
相干方法
现在参考图4来说明本发明另一实施例的示意性实例，在此之后作为相干方法。图4示出了一种类似于图1中的电路配置。对于图4中示出的、并在图1公开的元件，使用相同参考标号。发生器101代表一PSK源信号401。上述PSK信号馈给第一和第二脉冲发生电路103和104。判定装置414接受直接来自上述电路103和104的输出。高质量带通滤波器(BPF)402接受上述PSK信号401。上述带通滤波器的输出403作为一个馈给上述判定装置的同步信号。
根据本发明的这个特定示意性实例，上述高质量带通滤波器402的中心频率设置为所用频率(F)。这就是上述正弦波形的频率，用来生成每周期的上述PSK信号。上述PSK信号401的频谱包括频率F的一个频率成分，其可以通过将上述信号施加到上述可选频率高质量带通滤波器402上所分离。输出是频率F的一种没有相位变化的正弦波。所以每周期正弦信号403都对应一个周期的上述PSK信号。上述信号403被馈给判定装置414，并可以通过输入的PSK信号401同步上述判定装置中的时钟。
图4和5说明了上述判定装置414如何使用上述同步信号403，对从电路103和104接收的脉冲组进行译码。上述同步信号控制在判定装置中的脉冲计数电路(没有示出)，从而计算上述判定装置所接收的正脉冲和负脉冲并进行检波。上述正周期的同步脉冲能够计算任何正脉冲并对其检波，而负周期的同步脉冲能够计算任何负脉冲并对其检波。
为了简略描述，但又不失一般性，上述PSK波形501如图5所示，是一种二进制PSK(BPSK)信号。上述波形代表二进制符号“0”和“1”。在所示的实例中，正弦波具有周期T=1F.]]>波形503和504包括电路103和104响应于上述BPSK输入波形501分别产生的脉冲组。
可以利用四脉冲计数器(没有示出)来判定传输符号。对于一个周期T的符号，可以设置两个计数器来计算上述周期的第一半周(T/2)内产生的正脉冲505的数量。这些计数器在上述同步信号403的正周期内有效。一个计数器配置成计算上述波形503内的正脉冲，另一个计数器配置成计算波形504中的正脉冲。
上述负脉冲也由相类似的方式读数。可以设置另外两个计数器来计算上述第二半周内产生的负脉冲506的数量。这些计算器在上述同步信号403的负周期内有效。而且，一个计数器配置成计算上述波形503内的负脉冲，另一个计数器配置成计算波形504中的负脉冲。
将最开始的两个计数器计数的结果标记为N1和N2。举例来说，N1可以表示来自波形503的正脉冲，N2表示来自波形504的正脉冲，并且二者均在第一半周获得。在第二半周内，上述接着的两个计数器计算波形503和504内的负脉冲量，读数N3表示来自波形503的负脉冲，N4表示来自波形504的负脉冲。
在周期T内，基于上述读数N1，N2，N3和N4，可以判定所表示的符号。举例来说，为了判定比特“0”或“1”是否得到恢复，可以用下列判定函数d：
d＝sgn(N)＝sgn(N1-N3+N4-N2)，
其中
当d＝1时，将指定为比特“0”，当d＝-1时，将指定为比特“1”。当d＝0时，是一种不能判定的中间条件。在这种情况下，可能根据随机理论进行判断，或者仍一致指定为比特“0”或“1”。
上述示意性实例的下列变量均可应用在相干方法和非相干方法。第一变量是用来对PSK信号检波的一种替换电路配置。上述第二和第三变量披露了一种提高用在AWGN特性信道的接收器性能的方法。
1、替换电路配置
考虑图1和6，就有可能使用两个电路103或者两个电路104对PSK信号检波。这种替换配置允许使用相同的传递函数来设计电路。如果需要这样的配置，可以增加附加元件。例如为了使用两个电路104对PSK信号检波，就需要用反相器601作为一个复制电路104的前端件。这样的改良电路就可以替换图1中所示的电路103。目前在图1中，上述接收器结构由两个相同电路104组成。
2、信号截波
现在参考图1和2，可以看出只要波形的峰值振幅小于Vup，电路104就会对应上半周(正周期)模拟波形201而产生脉冲。类似的，电路103只要波形201的负峰值振幅大于Vlow，就会对应下半周正弦波形而产生脉冲。
在理想条件下，波形201都会由Vlow和Vup所界定。但是上述理想条件是很少见的。在嘈杂的环境中，波形201的正负峰值振幅都有可能超过Vlow和Vup的限制。当发生这种情况时，上述工作点就会移动到上述稳定域。但是在这个过程中就不会产生脉冲。如果上述译码方法取决于脉冲计数，它们恢复符号时就会出错。
防止上述工作点移出非稳域的方法之一就是将上述波形201截波。这样，在波形上半部分，正峰值振幅就可能被截波到一个小于Vup的电压。类似的，在波形下半部分，负峰值振幅就可能被截波到一个小于Vlow的电压。利用传统的电压钳位电路就可以达到上述目的。
3、加权脉冲计数算法
如图5所示，对于二级(二进制)PSK信号(BPSK)，比特“0”和“1”由相同的正弦波形表示，相位差为180度。在存在噪音的条件下，这些正弦波501有可能会失真。用于PSK系统的上述正弦波在图7中复制。正弦波701被分成W1和W2部分。W2部分表示波形容易由于噪音而产生失真的部分，因为它们能量较少。另一方面，W1部分表示不易受噪音影响的正弦波部分，它们能量较大，从而比较坚固。所以合理的是，在用于判定装置的计数算法中将更多的加权加到W2部分所产生的脉冲中去，较少加权到W1部分所产生的脉冲中去。通过加权上述脉冲计数，就会提高上述检波器的性能。举例来说，在W1部分计数的脉冲量就会乘以一个系数，从而大于W2部分中的脉冲量。上述“加权”的计数就会被加到W2部分中所计数的脉冲量中。
参看图10，公开了一种根据本发明的通信系统中特定实施例的示意性实例。上述通信系统包括一传输位置1002，上述传输位置1002中设置有将要传输的信息1001。尽管图中示出了上述信息1001包括有二进制符号，可以理解的是上述信息并不仅仅限于二进制符号。上述信息根据PSK发信号方法来调制载波信号；举例来说可以是二进制PSK，或者四进制PSK，以及类似信号。从而产生一PSK信号。
上述PSK信号1012通过一信道传输，上述信道简要的由标签框1004所表示。该信道可以是任何介质，有线或者无线的来传输PSK信号。在一接收位置1006，可以接收传输PSK信号1014。上述接收位置包括这里公开的、处于其他元件之间并在其输出端产生脉冲组的电路，通常如输出1016所示。接着通过一译码器1008将上述脉冲组译码，也就是通过计数脉冲，产生代表恢复原始信息1001的符号1011。
尽管描述了本发明的特定实施例，但在本发明的范围内，还可以有不同的变化，替换，更改结构和等同替代。本发明并不仅限定于在某个特定数据处理环境之内的操作，还可以在多个数据处理环境内进行操作。尽管本发明以特定实施例的形式进行描述，对于本领域技术人员显而易见的是，本发明的范围并不仅仅限于上述特定的实施例。
而且，本发明通过特定的软硬件结合进行描述，可以知道其他的软硬件结合也同样适用于本发明的范围。本发明可以仅由硬件或仅由软件，或者由二者相结合来实施，这要取决于一些性能目的以及其他标准，但这并不和本发明相关。
说明书和附图也相应的是一种示意性说明，而并不是用来进行限制。显而易见的是，在不偏离本发明由随后权利要求所限定的范围内，可以进行条件的变化，缩小，替换以及其他修改。