开关电源装置 【技术领域】
本发明，涉及在电子设备等中所使用的开关电源，特别是，涉及可以具有改善功率因数功能、谋求提高变换效率的开关电源。
背景技术
具有功率因数改善变换器的开关电源，由于利用在AC适配器、OA设备、民生设备等电子设备中，所以要适应谐波电流准则(IEC/EN61000-3-2)、以家电·通用部件为对象的谐波抑制准则。另外，近年来，作为电子设备小型化、节能化等对策，期望开关电源装置的高效率化。
作为遵照谐波电流准则的升压斩波电路的一个例子，有在特开平5-111246号公报中所公布的装置。在图1中，功率因数改善变换器，由采用二极管桥的整流电路2、由控制电路8开关控制的开关元件4、升压电抗器3等构成。这个升压斩波电路，一方面使升压电抗器3的峰值电流追从输入电压，同时通过开关控制开关元件4来使开关动作、使输出电压为恒定，这样来遵照上述的谐波电流准则。
【发明内容】
这样的升压斩波电路，一般，为了让其进行功率因数改善动作，升压斩波电路的输出电压Vout，对于所输入的有效值Vin的交流电压的最大值(√2倍)，要让升压斩波电路进行升压动作以使
Vout≥(√2)Vin
因此，所输入地交流电压Vin越高，就越需要将输出电压升压成高电压。
特别是，在输入交流电压横跨90Vac～265Vac的宽范围的场合，这个升压斩波电路的输出电压，即使在所输入的交流电压为最大值时，也必须将其做成能进行功率因数改善动作的值(最大交流输入×√2)，例如需要做成370Vdc～400Vdc。
因而，即使是在输入的交流电压例如低到90Vac的场合，根据功率因数改善动作在升压斩波电路中，也需要升压到370Vdc～400Vdc，所以升压比变大。其结果，升压比越大，则升压斩波电路的开关元件的损失就越大，所以，就存在升压斩波电路的电功率变换率降低的问题。
所以，对于100V系统这样的低范围交流电源Vin，渴望实现能进行恒压控制的电路，以使输出电压Vout可为230Vdc～250Vdc间的任意电压。本发明，其特征为，提供功率因数改善时的升压率不增大、且可以改善变换效率的开关电源装置。
若依据本发明的第1技术方面，它是将交流电压变换为比其振幅还高的直流电压后输出的开关电源装置，配备有开关控制全波整流过的交流电压的开关元件；具备有：(i)配备有生成对应于所输出的电压与第1基准电压的差的误差电压的误差电压发生器、以及将上述全波整流后的交流电压与上述误差电压关联起来运算电流目标值的运算器，当流经上述开关元件的电流达到上述电流目标值时控制上述开关元件为非导通状态的控制器，和(ii)将上述误差电压与第2基准电压进行比较的比较器，当上述误差电压这一方大的时候，输出切换信号，和(iii)发生上述第1基准电压的基准电压发生器，根据上述切换信号低设定上述第1基准电压。
若依据本发明的第2技术方面，它是将交流电压变换为比其振幅还高的直流电压后输出的开关电源装置，配备有开关控制全波整流过的交流电压的开关元件，它具备有：(i)配备有生成对应于所输出的电压与第1基准电压的差的误差电压的误差电压发生器、以及将上述全波整流后的交流电压与上述误差电压关联起来运算电流目标值的运算器，当流经上述开关元件的电流达到上述电流目标值时控制上述开关元件为非导通状态的控制器，和(ii)供给对应于上述误差电压的电流的电流源，和(iii)将第1电阻、第2电阻串联起来、输出上述第1基准电压的电位计，连接成为：将上述第1电阻未连接到上述第2电阻的一端连接到第3基准电压，将上述第2电阻未连接到上述第1电阻的一端接地，上述电流源与上述第2电阻的一部分构成并联电路。
【附图说明】
图1，是表示传统的开关电源装置的结构图。
图2，是表示可以适应本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的功率因数改善电路的结构图。
图3，是表示图2的电压响应型基准电压发生器50的结构图。
图4，是表示可以适应本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的功率因数改善电路的详细结构图。
图5，是用来说明本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置动作的定时图，(a)表示开关元件端子间电压Vd，(b)表示NOR电路的输出，(c)表示电流检测电阻端子间电压Vs、以及(d)表示全波整流波形Vac。
图6，是用来说明本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置动作的各部分的波形，(a)表示误差放大器输出Ver，(b)表示功率改善电路直流输出Vout，(c)表示全波整流波形Vac。横轴表示时间t。
图7，是表示额定负荷时的误差电压Ver与所输入的交流电源电压之间依存关系图。
图8，是表示对于误差电压Ver的第1基准电压Vref1的关系图。
图9，是表示对于输出电功率的第1误差电压Ver的关系图。
图10，是表示可以适应本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置的功率因数改善电路的电压响应型基准电压发生器的结构图。
图11，是表示图10的电压响应型基准电压发生器的详细结构图。
图12，是表示图10的电压响应型基准电压发生器被变更过的实施方式的详细结构图。
图13，是表示对于误差电压Ver的第1基准电压Vref1的连续变化图。
【具体实施方式】
下面，参照附图来说明本发明的实施方式。
第1实施方式
图2，是表示可以适应本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的功率因数改善电路的结构图。参照图2，就该功率因数改善电路的结构进行说明。
功率因数改善电路，包含有升压斩波电路，具备：采用了二极管桥的整流电路2、升压电抗器3、开关元件4、输出二极管5、平滑电容器6、电流检测电阻7、控制电路8、误差电压比较电路51、基准电压发生器52。在这个功率因数改善电路中，连接有用来供给负荷10直流电压的DC/DC转换器9。
功率因数改善电路中，升压斩波电路是基本部件，由控制电路8驱动作为升压斩波电路的主开关的开关元件4来斩波整流后的脉动电流，由此来升压。
在图2～图4中，由交流电源1供给整流电路2正弦波电压，由整流电路2全波整流后供给升压电抗器3，同时，输出给控制器8。当主开关变为动作状态而导通时，在与其串联的升压电抗器3a中，流有大体上与时间成正比增大的励磁电流，在升压电抗器3a中蓄积电磁能。在这个时刻，输出电压作为逆向电压被加在整流器5(输出二极管)上，所以不流电流。流过主开关4的电流由电流检测器7(电阻器)检测，与控制电路8规定的乘法结果进行比较，当判断为达到了作为目标的电流值时，将主开关4作为非动作状态置成非导通。再者，乘法运算计算输入电压瞬时值与输出误差电压的积。因而，当对应于主开关4的电流波形的电压超过上述乘法运算结果而变大时，控制电路8的比较器27置位电压保持器(RS闩锁电路)30将主开关4置成非导通状态(关)。
主开关4一旦变成非导通状态，就将在主开关4导通期间升压电抗器3中所蓄积的能量经由整流器5供给平滑电容器6和输出。这时升压电抗器3的副线卷3b的电压极性反相而当变得比基准电压28的电压高时，零电流检测器29检测该电压而使电压保持器(RS闩锁电路)30复位。将该主开关置成非导通的动作，一直被维持到升压电抗器的蓄积能量为0。升压电抗器的蓄积能量的释放一旦终了，副线卷的电压极性再次反相而主开关4变成导通状态。以上的动作是一个周期的动作过程。
升压电抗器3a中所蓄积的能量，由主开关4的导通期间来进行调整。亦即，通过控制电路8的功率因数改善动作，是要控制主开关4的导通期间以使电源线的电流波形与输入正弦波相似、且输出电压为恒定电压。
下面就各电路部件进行详细说明。在升压电抗器3中，设有主线卷3a和临界电流检测线卷3b。主线卷3a的一端被连接到整流电路2的一边的输出端子，主线卷3a的另一端被连接到作为主开关的开关元件4的第2输出端子(漏极)和输出二极管5的阳极。另外，临界电流检测线卷3b的一端被连接到控制电路8，临界电流检测线卷3b的另一端接地。上述的输出二极管5的阴极，被连接到平滑电容器6的一端和DC-DC变换器9的输入端子，同时，还被连接到控制电路8。
开关元件4的控制端子(栅极)被连接成将由控制电路8所输出的驱动信号加到栅极，开关4的第1输出端子(源极)，经由电流检测电阻7接地，同时，由电流检测电阻7所检测的电流值被输出到控制电路8。功率因数改善电路的直流输出Vout，被输出到回扫变换器等DC-DC变换器9，DC-DC变换器9将由功率因数改善电路所输入的直流电压变换成另外的直流电压后输出到负荷10。
功率因数改善动作，通过由控制电路8以及电压响应型基准电压发生器50功率改善控制主开关4来实现。参照图2～图4，控制电路8，将正比于由功率因数改善电路所输出给DC-DC变换器9的输出电压Vout的电压Vout2与第1基准电压Vref1间的误差电压Ver，输出到电压响应型基准电压发生器50。电压响应型基准电压发生器50包含有误差电压比较电路51和基准电压发生器52，相应于误差电压Ver生成后面所述的误差检测器60的基准电压Vref1。误差电压比较电路51，将由控制电路8所输出的误差电压Ver与第2基准电压Vref2进行比较并将其运算结果输出到基准电压发生器52。基准电压发生器52，根据误差电压比较电路51的运算结果发生第1基准电压Vref1。在本实施方式中，在误差电压Ver超过第2基准电压Vref2而变大了的时候，误差电压比较电路51的输出电压从低电平变成高电平，与此相应基准电压发生器52如图8所示将输出从较高电平的电压Vref1-1变成较低电平的电压Vref1-2。再者，延迟部40使输入的误差电压Ver相位延迟、输出电压从开始切换直到切换完了掩蔽误差电压Ver的变化。结果在不变更误差电压Ver的振幅的情况下进行延迟并作为误差电压Ver2输出，所以，误差电压比较电路51的动作是稳定的。在以下的说明中，除了必要的场合之外，是将误差电压Ver和误差电压Ver2作为同等的电压信号来说明。
图4，是表示可以适应本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的功率因数改善电路的详细结构图。参照图4，就该功率因数改善电路的结构进行详细说明。
控制电路8，当在比较放大器29的+输入端子所输入的、临界电流检测线卷3b中产生的电压变得比基准电压28还低时，将低电平的置位信号加到NOR电路31的一边的输入，NOR电路31的另一边的输入所连接的RS触发器30的Q端子是低电平，所以，由NOR电路3 1的输出端子输出高电平而将开关元件4置成“开”状态。
另外，控制电路8，用作为误差检测器60(电导放大器23)的差动放大器生成用电阻21、22分压输出电压Vout后的电压Vout2和来自基准电压发生器52的基准电压Vref1之间的差所形成的误差电压Ver。进而，生成将用电阻24、25分压交流的全波整流波形Vac后的电压Vac2与误差电压Ver在乘法器进行乘法运算并与全波整流波形联动的电流目标值Vm。而后，当由电流检测电阻7所检测的开关元件4的开关电流的电压变换值Vi达到电流目标值Vm时，由比较器27将置位信号输出到RS触发器30而将输出端子Q置成1，由NOR电路3 1将低电平电压输出到开关元件4将其置成“关”状态而使输出电压Vout稳定。
延迟部40在本实施方式中构成低通滤波器，为了防止输出电压切换时的不稳定，输出电压由相位延迟来掩蔽从切换开始直到切换完了的期间误差电压Ver的变化。设定成比开关控制开关元件4时的开关频率还要低的频率的时间常数。在本实施方式中，是将电阻41和电容42连接到缓冲电路(运算放大器)43上的结构。从控制电路8的误差放大器60所输出的误差电压Ver输入到缓冲电路43的非反相输入端子经由电阻41和电容42对误差电压Ver进行延迟并将误差电压Ver2输出到误差电压比较电路51。
误差电压比较电路51，备有比较器59，从滤波电路40所输出的误差电压Ver被输入到比较器59的+输入端子，与被连接到能可变设定的基准电压源58的—输入端子的基准电压Vref2进行比较，当误差电压Ver这一方大的时候，将高电平的信号输出到基准电压发生器52。
基准电压发生器52，具有根据来自误差电压比较电路51的信号被开关控制的开关元件57和电阻可变型电位计P3。在将低电平电压提供给开关元件57的控制端子(栅极)的场合，开关元件57是“关”状态。用电阻54和电阻55、56分压基准电压53后的基准电压Vref1-1作为基准电压Vref1被输出到电导放大器23。电阻54～56构成了电阻可变型电位计P3。另一方面，在开关元件57的控制端子付加了高电平信号的场合，开关元件57成为“开”状态而第1输出端子(源极)和第2输出端子(漏极)导通，用电阻54和电阻55分压基准电压源53的输出电压后的基准电压Vref1-2作为基准电压Vref1被输出到电导放大器23。在本实施方式中，电阻56和开关元件57构成后面所述的可变电阻部件，电阻可变型电位计P3的输出电压Vref1，随可变电阻部件的电阻值的变化而变化。
再者，在基准电压Vref1-1和基准电压Vref1-2之间，有下述关系：
Vref1-1＞Vref1-2
下面，参照图5～图9，就本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置的动作进行说明。
首先，当将交流电源1加到功率因数改善电路时，由交流电源1所供给的正弦波电压，通过整流电路2在整流电路2被全波整流，将全波整流波形供给功率因数改善电路。
起动时的动作
在起动时，比较器29的+输入端子，通过临界电流检测线卷3b被连接到GND，将基准电压输入到比较器29的—输入端子，比较两个输入电压。另外，在比较器27在起动时+输入端子的电压这方相对来说是低电位，所以，从比较器27将低电平(正逻辑的“0”)的置位信号输出到RS触发器30的S端子。
RS触发器30，起动时被复位，根据来自在NOR电路31的输入所连接的比较器29的复位信号将低电平输入到NOR电路31的两输入，所以，NOR电路31的输出变为高电平(正逻辑的“1”)。其结果，如图5所示(时间t1)，由NOR电路31的输出端输出驱动信号(H电平)，保持该电平将开关元件4控制为“开”状态。
开关元件4一旦变成“开”状态，如图5(a)的时刻t1所示，开关元件4的第2输出端子(漏极)的电压Vd降低到近似为0V(L电平)。而后，开关电流通过检测从整流电路2流过主线卷3a、开关元件4的输出的电流的电阻7、流向GND，将能量蓄积到升压电抗器3。
这时，开关元件4中所流过的开关电流，如图5(c)所示，由在开关元件4的第1输出端子(源极)-GND之间所设置的电流检测电阻7、变换成电压Vs并输入到比较器27的+输入端子，在比较器27中与由乘法器26所输出的全波整流波形连动的电流目标值Vm进行比较。再者，图5(d)是全波整流波形Vac或Vac2。
电流目标值Vm
电容6的输出电压Vout由构成电位计P2的电阻21、22分压出正比于输出电压Vout的电压Vout2并将其输入到电导放大器23的—输入端子，并且将来自基准电压发生器52的基准电压Vref1输入到电导放大器23的+输入端子。在电导放大器23中，运算由电位计P2(21、22)所供给的输出电压Vout的分压值Vout2与基准电压Vref1之间的差，输出到乘法器26的第1输入。再者，图6(b)的波形表示出了电容6的输出电压Vout，图6(a)的波形表示出了从包含电导放大器23的误差检测器60输出的误差电压Ver。
另一方面，由构成电位计P1的电阻24、25将从整流电路2所输出的全波整流波形Vac分压的电压Vac2，被输入到乘法器26的第2输入。
再者，图6(c)的波形表示出了从整流电路2所输出的全波整流波形，具有商用电源1频率的2倍频率。
在乘法器26中，生成将来自误差检测器60(电导放大器23)的误差电压Ver和来自整流电路2的全波整流波形Vac2相乘后的电压Vm。电压Vm作为与全波整流波形Vac连动的电流目标值Vm被供给比较器27的—输入端子。再者，图5(c)是表示在图5(d)的全波整流波形增加的时间区域中的电流目标值Vm。
开关元件的“关”控制
参照图5(a)～图5(d)，在时刻t2，开关电流的电流检测值Vi(＝Vs)一旦达到与全波整流波形连动的电流目标值Vm，就从比较器27将高电平的置位信号输出到RS触发器30的置位输入端子S。RS触发器30，根据从比较器27所输入的置位信号一旦被置位，则从Q输出端子所输出的低电平的电位就切换成高电平。与此相应，NOR电路31的输出，就将把开关元件4置成动作状态的高电平的驱动信号、切换到置成非动作状态的低电平，所以，开关元件4被控制为“关”状态。
开关元件4一旦关断，就将在升压电抗器3中所蓄积的能量和从整流电路2所供给的电压进行合成，通过整流元件5的过渡电流向输出电容6充电、电压Vout上升。升压电抗器3的临界电压检测副线卷3b中所感应的电压反相并上升。因而，比较器29的输出变成高电平，所以，RS触发器30被复位，与此同时，NOR电路被的输出变成低电平并保持。因为NOR电路31连接比较器29的输入端子是高电平，所以，开关元件4，在升压电抗器电流实质上为0、比较器的输出反相之前，一直维持非动作状态。
其结果，在输出电容6，供给比由整流器2所供给的全波整流波形的峰值还高的被升压过的电压。
开关元件的“导通”控制
在升压电抗器3中所蓄积的能量的释放一旦终了，临界电流检测线卷3b的感应电压反相。由比较器29将这个电压与基准电压28进行比较，在时刻t3，由比较器29将低电平复位信号输出到RS触发器30的复位端子R和NOR电路31。结果，在时刻t3，由于RS触发器30已经被复位，所以，由NOR电路31输出高电平的电压、开关元件4再次变成动作状态。
此后，通过重复上述的动作，使功率因数改善电路的输出电容6上发生的输出电压保持一定。进而，如图5(c)所示，由对应作为交流电源的电压Vin的绝对值的全波整流值Vac的电流目标值Vm来控制开关电流。其结果，开关电流变成为追随交流电源1的电压Vin的正弦波电流波形，所以，改善了功率因数。
电导放大器的动作
如图5所示，在开关元件4的控制端子G所输入的驱动信号从H电平切换到L电平、被控制为“关”状态的时刻t2，与交流输入电压的全波整流波形连动、与流经电阻7的输入电流达到该电流目标值的时刻一致。因而，反映流经电阻7的输入电流的电压Vi的波形，根据输出电压Vout的行为被进行电平调节。
在电导放大器23中，进行这样的电平调节，将输出电容6的输出电压Vout变换成构成电位计P2的电阻21、22的分压值Vout2输入到电导放大器23的—输入端子，并与基准电压Vref1进行比较。
电导放大器23，偏置对应正比于输出电压Vout的电压Vout2和基准电压Vref1的差电压的电流并输出。在电压Vout2比基准电压值Vref1大的场合，输出非负的小误差电压Ver，在电压Vout2比基准电压值Vref1小的场合，输出非负的大误差电压Ver。更详细的说，电导放大器23的输出电流，生成用电容49积分(平均化)并滤波过的误差电压Ver。因而，电导放大器23和电容49构成了检测对应基准电压Vref1的输出电压Vout的平均值的误差的误差放大器60。
进而，这个误差电压Ver，由乘法器26被乘以交流输入电压的全波整流波形Vac2，作为电流目标值Vm被输出到比较器27的第1输入端子(一)。因而，乘法器26，是通过由相应于输出电压Vout的误差电压Ver加权(附加关连)全波整流波形Vac、来负反馈控制输出电压的运算部件。例如，在电容6的输出电压Vout更大的场合，来自电导放大器23的误差电压Ver变小。这时的误差输出电压Ver在乘法器26中加权交流输入电压的全波整流波形的结果、使被加权后的全波整流波形的电平Vm变小，所以，就将被输入到比较器27的电流目标值Vm设定小、提早对开关元件4进行“关”控制，使输出电压Vout减少。
由基准电压发生器52所输出的基准电压Vref1
在额定输出时，当交流电压Vin例如从90V到250V连续上升时，如图7所示，由电导放大器23所输出的误差电压Ver具有呈下降曲线的特性。
在电导放大器23的+输入端子所输入的基准电压Vref1，是作为被连接到输出规定的电压E1的电源53的可变电阻型电位计P3的输出电压来提供。构成可变电阻型电位计P3的电阻部件，其一部分中包含可变电阻部件，而可变电阻部件具有相应于误差电压Ver的电阻值。在本实施方式中，可变电阻型电位计P3由电阻部件54、55、56构成，电阻部件56与其两端并联的开关元件(晶体管)57构成可变电阻部件。即，另一端接地的电阻部件56，被开关元件57可选择地旁路，所以，可变电阻型电位计P3的输出电压Vref1与其相应地变化。也可以将可变电阻部件设定在可变电阻型电位计P3的电阻部件的任一部分。在这种场合，通过在相应部分的两端并联模拟开关来进行控制、就可以实现可变电阻部件。上述可变电阻部件具有选择输出2个电阻值的功能，由于固定电阻54经由固定电阻55接地，所以如下所述，进而可以将输出电压Vref1设定成规定的非负的值。
由误差放大器60(电导放大器23)所输出的误差电压Ver，经由延迟部40被输入到误差电压比较电路51的+输入端子。若+输入端子的输入信号变得比规定的基准电压Vref2大，则由比较器59所检测的高电平信号被输出到开关元件57的控制端子。其结果，在基准电压发生器52中所设的开关元件57变成导通状态，基准电压Vref1，如图8所示，从Vref1-1切换到Vref1-2。
即，如图8所示，由误差放大器60所输出的误差电压Ver，在比基准电压Vref2高的场合，如图9所示，即使是100V系统的交流电源Vin，为使输出电压Vout进入230Vdc～250Vdc之间，要由基准电压发生器52将可升压的基准电压Vref1-2输出到电导放大器23的+输入端子。
结果，对于100V系统这样低范围的交流电源Vin，用基准电压Vref1-2使电导放大器23动作，由此，可以恒压控制成输出电压Vout在230Vdc～250Vdc间可以是任意的电压，所以，功率因数改善电路的升压率不必过大，可以改善变换效率。
另外，如图8所示，由误差放大器60所输出的误差电压Ver，在比基准电压Vref2低的场合，如图9所示，即使是200V系统的交流电源1，为使输出电压Vout进入370Vdc～400Vdc之间，由基准电压发生器52将可升压的基准电压Vref1-1输出到电导放大器23。
结果，对于200V系统这样高范围的交流电源Vin，用基准电压Vref1-1使电导放大器23动作，由此，可以恒压控制成输出电压Vout在370Vdc～400Vdc之间可以是任意的电压，所以，功率因数改善电路进行升压动作，可以进行功率因数改善控制。
假定切换交流电源电压在既非低范围的100V系统的交流输入又非高范围的200V系统的交流输入的140Vac～170Vac之间的场合，例如，所输入的交流电源Vin即使为最大切换电压(170Vac)时，升压动作也能形成可能的输出电压Vout，所以，即使在切换电压的近旁也能进行功率因数改善动作，提高电源品质。
进而，如图8所示，误差电压比较电路51，也可以做成在误差电压Ver上升过程和下降过程之间具有磁滞特性。例如，在比较器59的+输入端子和输出端子之间接入反馈电阻72，在误差信号Ver的线和+输入端子之间插入输入电阻71，这样，当误差电压Ver下降且变得比基准电压Vref2还低的时候，从基准电压Vref1-2切换到Vref1-1，当误差电压Ver上升且变得比基准电压Vref2+ΔV还高的时候，从基准电压Vref1-1切换到Vref1-2，所以，也可以防止由噪音等所造成的误动作。另外，如法炮制，对于基准电压Vref2也可以构成具有磁滞特性。
另外，在控制电路8和误差电压比较电路51之间，具有延迟由控制电路8所生成的误差电压Ver的延迟电路40，因此，可以进行稳定的切换动作。
本实施方式中的特征性的动作
若依据本实施方式，当负荷加重而输出电压Vout降低时，由误差放大器60所输出的误差电压Ver变小。另一方面，在该误差电压Ver变大而超过了基准电压Vref2的场合，从比较器59将高电平的切换信号输出到作为开关元件的晶体管57、而晶体管57变成“导通”状态。结果，电阻56被旁路，所以，被输入到电导放大器23的基准电压Vref1，从基准电压Vref1-1切换到Vref1-2。
当这个基准电压Vref1变小时，由误差放大器60所输出的误差电压Ver的变动变小，所以，为由比较器27提早输出置位信号而开关元件4提早“关”。结果，输出电压Vout变小，所以，例如，即使对于100V系统这样的小振幅的交流电源电压Vin，也能定电压控制成输出电压Vout在230Vdc～250Vdc之间可以是任意的电压，在功率因数改善电路的升压率不变大的情况下，可以降低开关损失而改善变换效率。
第2实施方式
图10，是表示可以适应本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置的功率因数改善电路的电压响应型基准电压发生器50的结构图。参照图10，说明该功率因数改善电路的结构。再者，在本实施方式中，电压响应型基准电压发生器50以外的结构和图4所示的第1实施方式中的基本结构是同样的，所以，省略其说明。
本实施方式中的特征，在于取代在第1实施方式中所设的误差电压比较电路51和基准电压发生器52、设置误差电压/阻抗变换器61和基准电压发生器62。
误差电压/阻抗变换器61，是具有输入误差电压Ver而生成对应于误差电压Ver的电压电平的阻抗的电流源67的电压控制型寄存器。再者，在本实施例子中虽然略去了延迟部，但与第1实施例子同样在误差电压/阻抗变换器61的前级也可以设置延迟误差电压Ver的延迟部40。在以下的说明中，将与误差电压/阻抗变换器61的误差电压Ver相关连的输入电压记做Ver2。
误差电压/阻抗变换器61的电流源67具有的阻抗以及与其并联的电阻部件56构成可变电阻部件。因而，与第1实施例子同样，电阻部件54、55、56以及作为可变阻抗元件的电流源67，构成可变电阻型电位计P4。而后，将用可变电阻型电位计P4分压基准电压53的电压作为基准电压Vref1输出到电导放大器23。这时的可变电阻型电位计P4的输出电压Vref1，用下式(1)表示。
Vref1＝{(R2+R3)E1-iR1R3}/(R1+R2+R3) (1)
其中，电流值i是电流源67的供给电流，如下所述，它是误差电压Ver1的函数。在电流源变成高阻抗而驱动电流i实质上为零(null)的时候，基准电压为：
Vref1-1＝E1(R2+R3)/(R1+R2+R3) (2)
另外，在电流源变成低阻抗而实质上变为导通状态的时候，基准电压为：
Vref1-2＝E1 R2/(R1+R2) (3)
这种场合，存在电阻55(电阻值R2)，由此，实现规定的电压Vref1-2，所以，如式(2)、(3)所示，可以设定基准电压Vref1的上限和下限。
更详细的说，参照图11，误差电压/阻抗变换器61配备有电压控制型电流源67。即，电流源67是根据误差电压Ver2和基准电压Vref2的差、变化阻抗的可变阻抗元件。在基准电压Vref2为一定的场合，电流源67的电流值i仅是误差电压Ver2的函数。
图11，是表示本发明的第2实施方式涉及的误差电压/阻抗变换器61和基准电压发生器62的实施例子。当误差电压Ver或Ver2输入到晶体管103的基极时，在晶体管103的射极上就出现加上了基·射间顺向电压的电压。晶体管101和102构成了给晶体管103提供动作电流的电流反射电路。在晶体管106的射极就出现减去了基·射间顺向电压的电压Vc1，所以，电压Vc1等与误差电压Ver2。晶体管106的射极通过串联电阻130、131接地。进而将电阻130、电阻131的连接点连接到晶体管107的射极和晶体管109的基极。用由晶体管108～110构成的差动放大器，来控制晶体管107的射极和晶体管109的基极等于晶体管110的基极电压。另一方面，将电阻121和电阻122分压恒压电源Ereg的电压Vref0提供给晶体管110的基极。因而，晶体管107～110和电阻121、122，构成了从晶体管107的射极和晶体管109的基极输出与上述分压值Vref0相等的电压Vc2的恒压源。
结果在电阻130的两端付与了与误差电压Ver2相等的Vc1和作为基准电压Vref2的恒电压Vc2。即在电阻130上，流过电流is(Ver2)＝(Vc1-Vc2)/Rs＝(Ver2-Vref2)/Rs。电流值is是误差电压Ver2的函数、与误差电压Ver2成比例地变化。进而，晶体管104、105构成电流反射电路，所以，流过晶体管106的电流is也流经晶体管104，经由晶体管105、在晶体管111的集·射极间也流过电流is。进而，晶体管111、112也是电流反射电路，所以，晶体管112的集·射极间也流过与电流is同样的电流i。因而，图11的误差电压/阻抗变换器61构成了响应误差电压Ver2、电流i变化的电压控制型电流源67。在误差电压Ver2低于基准电压Vref2的场合，由于晶体管106为非动作状态而为非导通，所以电流源不供给电流。因而，在误差电压Ver2低于基准电压Vref2的场合，等效阻抗变高而实质上变成切断状态，供给电流i(Ver2)为：
i(Ver2)＝0 (4)
另外，在误差电压Ver2高于基准电压Vref2的场合，供给电流i为：
i(Ver2)＝(Ver2-Vref2)/Rs (5)
电压控制型电流源67分流流过基准电压发生器62的电流，所以，如式(1)所示，基准电压Vref1根据误差电压Ver2或Ver的值是可变的。
图12中，是表示本发明的第2实施方式涉及的误差电压/阻抗变换器61和基准电压发生器62的另一个实施例子。只是恒压源的构成与图11的实施例子不同。将电阻器121和电阻器122分压恒压电源Ereg的电压Vref0提供给晶体管120的基极，晶体管101、118构成了给晶体管120提供动作电流的电流反射电路。晶体管120的射极比基极电压仅高基·射间顺向电压，另外，晶体管117的射极，比基极电压仅低基·射间顺向电压，所以，晶体管117、118、120以及电阻121和电阻122，构成了从晶体管117的射极输出与上述分压值Vref0相等的电压Vc2的恒压源。其他的结构和动作与图11相同，所以不再赘述。
下面，参照图13所示的曲线，对本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置的动作进行说明。
从延迟部40所输出的误差电压Ver2一旦被输入到误差电压/阻抗变换器61，就在误差电压/阻抗变换器61中，根据这个误差电压Ver 2的电压电平由电流源67进行电压—阻抗变换而作为电阻部件67生成对应误差电压的电压电平的电阻值、供给基准电压发生器62。将在基准电压发生器62中由包含电阻部件67的电位计P4分压基准电压53的电压作为基准电压Vref1输出到电导放大器23。
在误差电压Ver2低于基准电压Vref2的场合，电流源变成高阻抗供给电流i(Ver2)＝0，所以，输出电压Vref1(Ver2)成为如式(2)所表示的恒定电压。另外，在误差电压Ver2高于基准电压Vref2的场合，由电流源67来分流如式(5)所表示的电流i(Ver2)，所以，误差电压Ver或Ver2越大流过的电流越大。因而，输出电压Vref1(Ver2)如式(1)所示误差电压Ver或Ver2越大则越小。进而，误差电压Ver或Ver2变大而电流源阻抗变小几乎要全部夺去流过电阻56的电流而输出电压已经不再变化了(参照式(3))。
因而，如图13所示，在误差电压Ver超过基准电压Vref2上升的场合，将根据误差电压Ver的大小连续地从基准电压Vref1-1向Vref1-2逐渐下降的电压、作为基准电压Vref1提供给电导放大器23。再者，图13的点是针对图11的电压响应型基准电压发生器50的输入电压Ver2的输出电压Vref1的实测例子。
由式(1)和式(5)得出对于误差电压/阻抗变换器61的误差电压Ver或Ver2的变化的增益G为：
G＝-R1R3/{Rs(R1+R2+R3)} (6)
将对于误差电压Ver的基准电压Vref1的梯度与增益G附以对应关系，根据式(1)增益G为负值，所以，基准电压Vref1的变化，对于误差电压Ver或Ver2的变化是反极性的。因而，误差电压Ver越大供给的电流is也越大即等效阻抗越低。另外，若增益G的绝对值变小，对于误差电压Ver的变化的基准电压Vref1的变化的梯度变小。
从以上可以看出，根据误差电压Ver在误差电压/阻抗变换器61中生成误差电压Ver越大越低的电阻值，由这个电阻值在基准电压发生器62中生成电阻值越低越低的第1基准电压Vref1，所以，可以用误差电压Ver越大越低的第1基准电压Vref1进行控制，可以恒压控制成使输出电压Vout变低。
这样，当电导放大器23的基准电压Vref1逐渐变小时，由电导放大器23所输出的误差电压Ver的变动变小，所以，输出电压Vout也逐渐变小，故此，例如即使对于100V系统这样的低范围电压的交流电源Vin，也能恒电压控制成输出电压Vout例如在230Vdc～250Vdc之间可以是任意的电压，所以，在功率因数改善电路的升压率不变大的情况下，可以降低开关损失而改善变换效率。
另外，在控制电路8和误差电压/阻抗变换器61之间，配备有延迟由控制电路8所生成的误差电压Ver的延迟部40，由此，可以稳定的进行恒压控制。
在第1和第2实施方式中，就电抗器电流约为0A的临界电流的动作进行了说明，但本发明并不局限于这种场合，在电抗器电流为不连续的不连续动作中、电抗器电流为连续的连续动作中也可以适用。
另外，在第1和第2实施方式中，作为DC/DC变换器9就其适用于回扫变换器的场合进行了说明，但本发明并不局限于这种场合，也可以适用RCC电路、正向变换器电路、半桥电路、桥型电路等。
若依据本发明的第1技术方面，做成当开关电流达到了电流目标值时、由控制器控制成“关”开关元件而使输出电压稳定，将误差电压与第2基准电压进行比较，而当误差电压这方大时，输出切换信号，根据这个切换信号切换为比第1基准电压还低的另外的基准电压。因而，可以用比利用第1基准电压进行控制时的输出电压还低的输出电压进行恒压控制，所以，在功率因数改善电路的升压率不变大的情况下，可以降低开关损失而改善变换效率。
结果，在重负荷时，在低范围(100V系统)的交流电源中，可以降低输出电压，在高范围(200V系统)的交流电源中，可以切换到高输出电压。因此，即使在低范围(100V系统)的交流电源中也可以改善开关元件的损失，改善电功率变换率。而且，在低范围和高范围交流电源中都能进行功率因数改善。
另外，因为从第1基准电压切换到其他的基准电压时的电源电压，相当于低范围和高范围的大体中间的交流电压，所以，交流电源无论是100V系统还是200V系统都能进行稳定的恒电压控制，可以期望提高电源品质。进而，在从第1基准电压切换到其他的基准电压时的电源电压近旁，也可以进行功率因数改善。
另外，由于用误差电压变更了第1基准电压，所以，可以减少由噪音所造成的误动作。进而，由于不发生IC化时的管脚数的增加、封装变更，所以可以防止成本的增加和封装形状的扩大。
若依据本发明的第2技术方面，根据误差电压生成误差电压越大、与其相应连续变低的电阻值，由这个电阻值，生成电阻值越低、与其相应连续变低的第1基准电压。因而，利用根据误差电压连续变化的第1基准电压、可以控制控制电路，所以，可以恒压控制成输出电压确确实实变低，所以，在功率因数改善电路的升压率不变大的情况下，可以降低开关损失而改善变换效率。