背景技术
近年来半导体集成电路的封装密度显著增加。在千兆位级的半导体
存储器设备中，数亿半导体元件被压缩在一个单独的芯片中。在一个64
位微处理器中，数百万至数千万半导体元件被压缩在一个单独的芯片中。
通过元件的小型化改进了封装密度。在1吉位DRAM(动态随机访问存储
器)中，已经使用栅极长度为0.15μm的MOS晶体管。在具有更高封装
密度的DRAM中，会使用栅极长度为0.1μm或更低的MOS晶体管。
在这种非常小的MOS晶体管中，因产生热载流子而导致晶体管特性
退化，或者因TDDB(时间相关绝缘体击穿)而发生绝缘膜击穿。当增加
衬底区域或其它区域中的杂质浓度以抑制因栅极长度缩短造成的阈值电
压下降时，源极和漏极的结电压下降。
为了保证这些精细元件的可靠性，重要的是降低供电电压。即，通
过减弱源极和漏极之间的水平电场以防止产生热载流子，并且通过减弱
栅极和体之间的垂直电场以防止TDDB。此外，降低供电电压减少了源
极和体之间的结以及漏极和材料之间的结上施加的反向偏压，从而来对
付击穿电压的降低。
在其市场近年来快速增长的移动信息装置中，广泛使用诸如锂离子
电池的高能量密度轻型电源。由于锂离子电池的电压大约有3V，高于非
常小的MOS晶体管的击穿电压。所以当锂离子电池被用于使用非常小的
晶体管的电路时，有必要使用DC-DC变压器降低其电压。由于逻辑电路
中使用的CMOS电路的功耗与工作频率和供电电压的平方成正比，所以
降低供电电压对于减少芯片功耗有重要的意义。
为了更长时间使用移动信息装置需要高能量密度电池，高效率DC-
DC变压器，和低电压集成电路。从减少LSI的功耗的角度出发，期望使
用降低的供电电压，尤其是在消耗大量功率的微处理器或基带LSI中。
另一方面，移动信息装置需要诸如DRAM或SRAM(随机访问存储
器)的存储器元件以及逻辑电路。在DRAM中，首要任务是保证单元中
有足够的电荷以增加对软件差错的承受能力。在SRAM中，首要任务是
避免当在低供电电压上工作时降低速度。所以在DRAM和SRAM中尚未
象逻辑电路中那样能够显著减少功耗。当前已经实际使用了在大约1.5V
的供电电压上工作的元件。
然而大约1.5V的供电电压远高于逻辑电路可以使用的低电压。为
此，期望同时包含存储器电路和逻辑电路的LSI采用并且将采用根据各
个电路部分提供各种供电电压的多个供电结构。
图1示出了通过把一个存储器电路和一个逻辑电路集成到一个单独芯
片及其电源结构中获得的移动信息装置半导体集成电路。电源系统由一
个锂离子电池1700和一个DC-DC变压器1701组成。半导体集成电路1704
由一个逻辑电路1702和一个片内存储器电路1703组成。
更具体地说，锂离子电池1700的3V电压被DC-DC变压器1700转换
成0.5V电压。为逻辑电路1702提供0.5V电源。另一方面，由于片内存
储器电路1703通常需要1.5到2.0V或更高的供电电压进行高速操作，所
以向存储器电路1703提供锂离子电池1700的3V电源。
在图1的结构中，将逻辑电路的供电电压从3V降低到大约0.5V理论
上允许将操作功耗减少大约95％，因而大大减少了功耗。
然而当通常工作在从3V到2V的供电电压范围的CMOS电路的供
电电压降低时，由于阈值电压其实较高，因而产生了一个问题：元件的
工作速度减少或者不工作。
为了解决这个问题，在供电电压降低时降低MOS晶体管的阈值电
压。例如，为了配置一个在0.5V的低供电电压上工作的逻辑电路，有必
要使用一个阈值电压绝对数值大约为0.1到0.15V的MOSFET，上述阈
值电压大约是常规MOSFET的阈值电压的1/3。
然而对于这种低阈值电压，如果确定一个MOSFET的子阈值特性为
100mV/10(100mV/decade)，则在MOSFET关闭时泄漏电流显著增加大
约三个量级。
因此在仅仅降低供电电压的方案中，可以减少工作功耗，而装置在
后备状态中的功耗显著增加。所以半导体集成电路实际上不适于移动信
息装置。
图2示出了一个被用来克服上述问题的已知半导体集成电路。一个供
电电压变压器1801将锂离子电池1800的3V电压转换成0.5V电压以便向
包含一个逻辑电路1802的半导体集成电路1805提供低到0.5V的电压，从
而减少了工作功耗。
半导体集成电路1805还包括一个正供电电压发生器1803和一个负供
电电压发生器1804，并且产生一个高于正供电电压发生器1803上的供电
电压的电压和一个低于负供电电压发生器1804上的接地电压的电压。半
导体集成电路被用来将电压发生器上产生的电压提供到逻辑电路1802中
的n阱和p阱(现在示出)，从而某种程度上降低了正常工作逻辑电路中
的MOSFET的阈值电压绝对数值以提高工作速度。
在图2的结构中，可以通过加大后备状态逻辑电路中的MOSFET的
阈值电压绝对数值来减少功耗，从而减少了MOSFET关闭时的泄漏电
流。然而当电压有0.5V电源中的电压那么低时，这个技术会产生以下
问题。
在半导体集成电路中，通常在正供电电压发生器1803和负供电电压
发生器1804中使用一个电荷泵方法。在0.5V电源的极低电压上，普通电
荷泵方法不能提供足以控制阱电压的驱动能力。试图增加驱动能力使得
驱动MOSFET的尺寸非常地大，结果电压发生器的版面区域大于常规等
价电路的版面区域。
图3是帮助解释关闭状态中出现的泄漏电流问题的图例。在图3中，
为半导体集成电路1905提供三种电源。具体地，将镍氢电池1900提供的3V
电源(VDD)和接地电压(VSS)连接到一个以片内方式被集成到半导体集
成电路中的逻辑电路1902上。另外，供电电压变压器1901提供的一个逻
辑电路电源VD1(0.5V)通过一个高阈值pMOSFET 1093被连接到一个逻
辑电路供电线VDDV。
在图3的结构中，当在一个后备状态存储器电路1904中保存逻辑电路
中的必要信息之后，pMOSFET 1903的栅极电压(/STB)被变成VDD
并且MOSFET 1903被变成关闭状态。此时根据高阈值pMOSFET 1903
的关闭特性确定泄漏电流具有非常小的数值。
然而由于在后备状态中逻辑电路1902的电源被关闭，将逻辑电路的
触发器中的信息事先保存到存储器电路中的过程如参考文献(具有多阈值
电压CMOS的1V电源高速数字电路技术，S.Mutch等人，1995 IEEE固
态电路杂志，Vol.30 No.8)所述。
并且，当逻辑电路尺寸较大并且消耗大量功率时，有必要减少开关
晶体管pMOSFET 1903的接通电阻造成的电压降以便为保持逻辑电路模
块的电路稳定性和速度特性切断电流。这使得pMOSFET 1903的元件尺
寸非常地大。
结果，除控制pMOSFET 1903打开和关闭电源的电路具有较大版面
区域的问题之外，还产生了另一个问题：驱动pMOSFET 1903的栅极的
驱动器电路的功耗变得更高。
所以在逻辑电路中有必要使工作状态的低功耗特性与后备状态的低
功耗特性兼容。通过所建议的已知方法满足这个要求需要使用一个大规
模电路进行切换，这使得版面区域更大并且增加了半导体集成电路费用。
当逻辑电路规模较大时，需要花时间进行切换。为了使切换更快速，
有必要增加外部驱动电路的驱动能力，因而增加了功耗。此外，保存逻
辑电路的触发器中的信息需要一个附加电路，这增加了版面区域。
所以在移动装置的常规半导体集成电路中强烈要求在工作和后备状
态中实现较低的功耗并且满足工作速度规定。
降低后备状态中的功耗的方法包含一个产生高于半导体集成电路中
逻辑电路的供电电压的电压和低于芯片上接地电压的电压从而控制住阱
电压的阱电压控制方法，和一个使用具有良好关闭特性的FET构造一个
电源开关的电源切换方法。
虽然这些方法可以降低后备功耗，但使用大约0.5V的极低供电电压
降低工作功耗导致以下问题：
(1)在阱电压控制方法中，需要增加版面区域以补偿电压发生器的供
电电压降低造成的驱动能力下降。
(2)在阱电压控制方法和电源切换方法中，在高速操作或切换到后备
状态的操作中增加了后备控制电路的功耗。
(3)在电源切换方法中，电源开关FET造成的供电电压下降削弱了电
路稳定性并且降低了速度特性。
(4)在电源切换方法的后备状态中，需要一个保存数据的附加电路。
这些问题使得版面区域更大，功耗更高并且设计更加复杂，导致集
成电路费用的增加。
具体实施方式
下面将参照附图解释本发明的实施例。
(第一实施例)
图4示出一个基于本发明第一实施例的半导体集成电路100的基本结
构的模块图。
两个满足表达式V1＞V2的电源102和103不但为半导体集成电路
100供电，而且还为一个内部逻辑电路101供电。
内部逻辑电路101由具有相同逻辑功能的第一和第二逻辑电路104，
105组成。第一逻辑电路104包含一个pMOS电路模块106和一个具有针
对pMOS电路模块106的逻辑的nMOS电路模块108。第二逻辑电路105
包含一个pMOS电路模块107和一个具有针对pMOS电路模块107的逻辑
的nMOS电路模块109。相应模块的输出端子O1到O4通过一个输出开
关电路110被连接到一个输出端子Dout，其中上述输出开关电路110根据
开关电路110的控制端子上的控制信号Cont进行切换。
在第一实施例中，当半导体集成电路100处于激活模式时，控制信号
Cont将pMOS电路模块107和nMOS电路模块109的输出端子O2和O4
连接到输出端子Dout，从而实现了低电压上的低功耗操作。
另一方面，由于输出开关电路110对pMOS电路模块106和nMOS电
路模块108进行电切换，电流的泄漏路径在第一逻辑电路104中消失了。
接着，当半导体集成电路根据控制信号Cont处于后备状态时，一个
输出切换信号将第一逻辑电路104中pMOS电路模块106和nMOS电路模
块108的输出端子O1和O3连接到输出端子Dout。由于pMOS电路模块
106和nMOS电路模块108均由其阈值电压具有相对较大绝对数值的晶体
管组成，所以第一逻辑电路104具有低泄漏电流特性。
此时，不管构成pMOS电路模块107和nMOS电路模块109的FET
的阈值电压如何，由于输出开关电路110将第二逻辑电路105中的pMOS
电路模块107和nMOS电路模块109电浮动，第二逻辑电路105同样具有
低泄漏电流特性。所以半导体集成电路在工作时在低供电电压上具有低
功耗特性，并且当处于后备状态时具有低泄漏电流特性。
图5示出了第一实施例中使用的输出开关电路110的具体例子。
pMOSFET200和202与nMOSFET201和203的漏极被连接到输出端子
Dout。pMOSFET200和202与nMOSFET201和203的源极分别被连接
到图4中pMOS电路模块106和107与nMOS模块电路108和109的输出
端子O1到O4。
控制信号Cont被提供给pMOSFET200和nMOSFET的栅极，而控
制信号Cont的互补信号/Cont提供给pMOSFET202和nMOSFET201的
栅极。通过这种结构，不但可以将一个逻辑电路的输出连接到输出端子
Dout，而且也可以电浮动其它逻辑电路的输出。
图6示出了第一实施例中使用的输出开关电路110的另一个具体例
子。pMOSFET300和301的漏极与nMOSFET302的源极被连接到输出
端子Dout。MOSFTT300，301和303的源极分别被连接到pMOS电路模块
106和nMOS电路模块108和109的输出端子O1，O3和O4。nMOSFET302
的漏极被连接到图4中pMOS电路模块107的输出端子O2。
控制信号Cont提供给pMOSFET 300和nMOSFET302，303的栅
极。控制信号Cont的互补信号/Cont提供给nMOSFET 301的栅极。
即一个由pMOSFET 300和nMOSFET 301组成的第一开关电路被
插入到构成第一逻辑电路104的MOS电路模块106和108之间。一个由
nMOSFET 302和303组成的第二开关电路被插入到构成第二逻辑电路105
的MOS电路模块107和109之间。第一和第二开关电路在控制信号Cont
和/Cont的控制下以互补方式工作。
象在图5中那样，通过这种结构不但可以将一个逻辑电路的输出连接
到输出端子Dout，而且也可以将其它逻辑电路的输出电浮动。与图5的电
路结构不同的是，这个电路结构使得被连接到第二逻辑电路105中模块
107和109的第二开关电路仅仅由nMOSFET组成，从而允许增加驱动功
率。
图7示出了基于第一实施例的半导体集成电路的一个具体例子。
被提供了电源V1的反相器401和402被插入以便逻辑产生一个输出
切换控制信号及其互补信号。反相器401和402输出一个高电压V1和一个
低接地电压。为了实现低泄漏电流特性，反相器401和402由其阈值电压
具有高绝对数值的FET(或具有高阈值的FET)组成。
逻辑电路由一个被连接到供电电压V1的第一逻辑电路403和一个被
连接到电源V2(V1＞V2)的第二逻辑电路404组成。图5的输出开关电
路110被连接到一个输出端子Dout。任何构成输出开关电路110的晶体管
200-203均由一个具有高阈值的FET组成。在这个电路中，由于pMOS
电路模块和nMOS电路模块均由一个单独晶体管组成，它们执行逻辑反
相(或充当反相器)。
在图7中，当一个后备信号STB为高时，或者当半导体集成电路处于
后备状态时，完全关闭的pMOSFET202和nMOSFET203使得第一逻辑
电路403的输出被连接到输出端子Dout而第二逻辑电路404的输出被从输
出端子Dout断开。由于具有高阈值的FET200和201的泄漏特性确定了
泄漏电流量，所以泄漏电流量远小于当在常规等价电路中使用具有低绝
对数值阈值电压的FET(或具有低阈值的FET)时的泄漏电流量。
另一方面，当一个后备信号STB为低时，或者当半导体集成电路处
于激活模式时，nMOSFET201和pMOSFET200使得第一逻辑电路403的
输出被从输出端子Dout断开并且第二逻辑电路404的输出被连接到输出端
子Dout。此时由于电路的逻辑振幅和电源电压V2一样低，所以功耗变得
极低。
图8示出了基于第一实施例的半导体集成电路的另一个例子。被提供
了电源V1的反相器401和402被插入以便逻辑产生一个输出切换控制信
号及其互补信号。反相器401和402输出一个高电压V1和一个低接地电
压。为了实现低泄漏电流特性，反相器401和402由其阈值电压具有高绝
对数值的FET(或具有高阈值的FET)组成。逻辑电路由一个被连接到供
电电压V1的第一逻辑电路403和一个被连接到电源V2(V1＞V2)的第
二逻辑电路404组成。图6的输出开关电路110′被连接到输出端子。任何
构成输出开关电路110′的晶体管300-303均由一个具有高阈值的FET组
成。在这个电路中，由于pMOS电路模块和nMOS电路模块均由一个单
独晶体管组成，它们执行逻辑反相(或充当反相器)。
在这个电路中，当一个后备信号STB为高时，或者当半导体集成电
路处于后备状态时，完全关闭的pMOSFET302和303使得第一逻辑电路
403的输出被连接到输出端子Dout而第二逻辑电路404的输出被从输出端
子Dout断开。由于具有高阈值的FET300和301的泄漏特性确定了泄漏
电流量，所以泄漏电流量远小于当在常规等价电路中使用具有低绝对数
值阈值电压的FET(或具有低阈值的FET)的时的泄漏电流量。
另一方面，当一个后备信号STB为低时，或者当半导体集成电路处
于激活模式时，nMOSFET 301和pMOSFET 300使得第一逻辑电路403的
输出被从输出端子Dout断开并且第二逻辑电路404的输出被连接到输出端
子Dout。此时由于电路的逻辑振幅和电源电压V2一样低，所以功耗变得
极低。
图9示出了本发明一个在触发器中使用图7的反相器400的实施例。
可以使用图8的反相器400′取而代之。将Vcc和Vcc-05当作电源提供给
半导体集成电路600。当半导体集成电路工作时，Vcc和Vcc-05被提供
给内部电路。当半导体集成电路处于处于时，Vcc被提供给内部电路。
半导体集成电路600包括主-从触发器602和603和一个普通逻辑电路
604。主-从触发器602和603均由图7(或图8)的反相器400(或400′)和一个
含有并行连接的pMOSFET和nMOSFET的传输门605组成。通过一个
nMOSFET 601可以将Vcc-05连接到一个内部供电线Vcc-05-in或从其断
开，其中向nMOSFET 601的栅极输入一个后备信号/STB。
高电压电源Vcc提供给主-从触发器602和603。内部供电线Vcc-
05-in提供给均包含触发器的内部逻辑电路602-604。当集成电路处于激
活模式时，向主-从触发器602和603中的传输门的输入端输入一个时钟。
当集成电路处于后备状态时，通过一个与门606输入时钟信号以便集成
电路可以关闭。
由于触发器602和603内部的电源Vcc和Vcc-05-in的连线在图中显得
太复杂，所以仅仅示出电源Vcc和Vcc-05-in针对位于触发器602顶端的反
相器400的连接并且省略其余部分。
通过这个结构，由于nMOSFET 601处于工作状态，所以Vcc-05和
Vcc-05-in变成彼此相等。由于主-从触发器602和603中的反相器按照
Vcc-05的逻辑振幅工作并且含有逻辑电路604的半导体集成电路中的逻
辑电路按照Vcc-05的振幅工作，因而允许低功耗操作。
另一方面，当半导体集成电路处于后备状态时，或者当nMOSFET
601关闭时，Vcc-05从Vcc-05-in断开，结果Vcc-05-in逐渐接近接地电
压(参见图10中的Vcc-05-in)。因而半导体集成电路600中诸如逻辑电路
604的逻辑电路的高电压逐渐接近接地电压(参见图10中的Out)。
并且由于主-从触发器602和603中的反相器被连接到高电源电压
Vcc，所以传输门605被一个时钟信号控制以便在后备状态中被关闭，因
而将高电压放在Vcc上而将低电压放在接地电压上，这导致触发器的内
容(参见图10的Q)被维持。当半导体集成电路从后备状态改变到工作状态
时，在几纳秒的恢复时间后，高电压变成Vcc-05而低电压变成触发器中
的接地电压，这允许集成电路再次工作(参见图10中的Q)。
图10示出了前面解释的各个结点上的电压。图10具体示出了内部电
源Vcc-05-in，主-从触发器602和603的输出和逻辑电路的输出如何在工
作状态和后备状态之间改变。这里假定FET 601是一个nMOS。即使
FET 601是一个由后备信号STB控制的pMOS也可以产生相同结果。
下面具体参照图11示出涉及图4的第一实施例。虽然提供的例子假
定实现0.25μm CMOS工艺处理，但在进行CMOS加工的情况下基本上
可以接受任何等级的微细加工。图7示出了一个使用反相器的例子，而图
11示出了一个使用2输入与非门的例子。
令供电电压Vcc是1.2V，即普通主电池电动势或Ni系列辅助电池
的电动势。令Vcc-05为0.5V，其中假定通过对Vcc进行DC-DC转换得
到Vcc-05。在图11中，其传导路径由粗线表示的FET具有高阈值。在
这种情况下，nMOSFET的阈值电压是0.4V而pMOSFET的阈值电压
是-0.4V。图11中的其它FET具有低阈值。在这种情况下，nMOSFET
的阈值电压是0.1V而pMOSFET的阈值电压是-0.1V。
反相器401和402由具有高阈值的FET组成并且均被提供Vcc。栅极
被用来产生一个控制信号以便将内部逻辑电路设置到后备状态或工作状
态中。有必要根据其负载确定FET的尺寸。由于仅仅驱动逻辑电路的一
个栅极，所以pMOSFET具有8μm的栅极宽度而nMOSFET具有4μm
的栅极宽度。pMOSFET的栅极宽度与nMOSFET的栅极宽度不同的原
因是前者的驱动能力要与后者的驱动能力相等。
逻辑电路由一个第一逻辑电路803和一个第二逻辑电路804构成，
上述第一逻辑电路和第二逻辑电路均构成一个2输入与非门。第一逻辑
电路804由pMOSFET 805，806和nMOSFET 807，808组成。第二
逻辑电路803由pMOSFET 809，810和nMOSFET 811，812组成。
MOSFET 200-203构成图5中所示的输出开关电路110。所有
MOSFET 200-203均具有高阈值。
FET 805-808和FET 200-202均具有1μm的栅极宽度。FET 809，810
和202均具有2μm的栅极宽度。FET 103，811和811均具有1μm的栅极宽
度。当在这个结构的后备状态中Din1＝Din2＝Vcc并且Dout＝0时，FET
805，806，809，810，202和203关闭并且其它FET打开。
如果确定子阈值特性的S系数是100mV/10，则FET 809和810中的
泄漏电流(10nA)大约比其它FET中的泄漏电流大1000倍。即如果因电阻
较低而忽略了电阻，则泄漏电流具有以下路径：Vcc-05 202-＞GND和
Vcc-＞805和806-＞GND(注意MOSFET 200打开)。由于泄漏电流由
FET 202和FET 805，806确定，所以最坏的泄漏电流大约为30pA。
在另一个最坏情况下，当Din1＝Vcc，Din＝GND，并且Dout＝Vcc
输出时，FET 805，807，809，811，202和203关闭。由于FET 809和811
中的泄漏电流(10nA)大约比其它FET中的泄漏电流大1000倍，所以忽略
其电阻。因而泄漏电流具有以下路径：Vcc-05-＞202-＞203或807-＞GND
和Vcc-＞805-＞203或807-＞GND(注意MOSFET 200打开)。因而，最
坏泄漏电流大约为20pA。
另一方面，虽然FET 200和201在工作状态中关闭，但由于通过FET
200和201的泄漏电流大约小到10pA，所以通过在FET 809-812，201
和202上的电容中完成充电和放电动作来确定工作状态中的功耗。此时
由于Dout的逻辑振幅是0.5V，所以工作状态中的拖曳电流非常小。
将第一实施例与常规等价实施例相比较。在改变图2示出的衬底的电
压的方法中，考虑通过一个CMOS电路在后备状态中实现±0.4V阈值电
压的情况，其中在上述CMOS电路中象第一实施例那样pMOSFET和
nMOSFET的阈值电压是±0.1V。为此，有必要向nMOSFET提供-0.5V
到-3V的电压并且向pMOSFET提供-0.5V到-1.5V的电压以作为用于
衬底的电压。由于具有较大电容的衬底的电压改变需要1V或更多，考
虑到驱动能力衬底电压发生器的尺寸变得非常大。
另一方面，在使用图3中示出的开关晶体管的方法中，由于电源在后
备状态中被断开，因而难以操作逻辑电路或维持数据。在第一实施例中
避免了这个问题，其方法与图3的方法不同。虽然已经使用了图5的输出
开关电路110，但即使在使用图6的开关电路110时也可以产生相同的效
果。
在图11中，将一个使用与非门的电路结构作为第一和第二逻辑电路。
然而第一实施例可以适用于使用图20所示的或非门或图21所示的复合门
结构的电路结构。
图21的复合门结构是一个逻辑电路，该逻辑电路具有一个被表示成
(A·B+C)C)的反相的逻辑，其中三个输入是A，B和C。
(第二实施例)
图12详细示出了图9的主-从触发器部分607，其中不包含电源开关
601。
对于供电电压，假定Vcc是1.2V并且Vcc-0.5是0.5V。触发器由
一个充当后备信号缓冲器的反相器901，充当时钟缓冲器的反相器902和
903，传输门904和905，一个主锁存器906，一个从锁存器907，和传输门
驱动缓冲器908到911组成。
传输门904和905对应于图9的传输门605。传输门驱动缓冲器908到
911对应于图9的门606。
图13示出了锁存器电路906或907的一个结构。图14示出了驱动传输
门904或905中pMOSFET的栅极的缓冲器(Buf1)908或909的一个结
构。图15示出了驱动传输门904或905中nMOSFET的栅极的缓冲器(Buf0)
910或911的一个结构。对应栅极宽度被加到图13-15中的各个MOSFET
上。
在图13中锁存器906或907的电路结构中，第一实施例的反相器400彼
此连接以构成一个锁存器电路。图14中缓冲器908或909(Buf1)的电路结
构和图15中缓冲器910或911(Buf0)的电路结构类似于第一实施例的结
构，但是与第一实施例的不同之处在于第一逻辑电路的逻辑功能与第二
逻辑电路不同。即输出开关电路110′或110在由一个反相器组成的第二逻
辑电路914和不同于一个反相器的第一逻辑电路913之间切换。可以使用
输出开关电路110或110′中的任一个。
在图12的主-从触发器607中，在工作状态下分别通过传输门904和905
在锁存器906和907中存储数据。此时由于触发器输出结点(Dout)的逻辑
振幅为根据Vcc-05确定的0.5V，所以触发器可以进行低功耗的操作。
对于后备信号STB＝1的情况，当触发器要进入后备状态时，驱动传输门904
和905的缓冲器的Buf1的输出变成常量Vcc并且Buf0的输出变成常量
0，这使得传输门904和905打开(或关闭)。
另一方面，由于锁存器906和907中的门由第一实施例的反相器400(或
400′)组成，所以通过电压Vcc或0保存其内容。由于通过关闭的晶体管
将驱动传输门904和905的缓冲器908和909的Vcc-05供电线从锁存器中的
输出结点Dout上断开，所以即使图9中所示的FET 601将Vcc-05设置到
浮动状态仍然可以没有任何问题地保存数据。
由于主-从触发器使用第一实施例中解释的反相器或一个具有类似结
构的缓冲电路进行操作，所以后备状态中的泄漏电流可以被减少到100
pA或更低。当触发器工作时，触发器可以实现0.5V的逻辑振幅和低功耗
操作。
如上所述，主-从触发器以低泄漏电流和低功耗进行操作。由于主-从
触发器可以在后备状态保持低泄漏电流特性，所以不管Vcc-05的结点电
压如何，这种特性均允许Vcc-05成为一个浮动结点。
所以，通过停止向触发器以外的逻辑电路供电并且允许触发器存储
数据，半导体集成电路中的泄漏电流可以被减少到仅仅能够整体保持触
发器的电流的程度。这允许显著减少功耗。
按照经验方法通过0.25μm CMOS加工工艺构成一个由相连的主-从
触发器组成的100位移位寄存器。因而确定移位寄存器在100MHz的频
率上工作。
在图14中，由于FET 921总是打开，所以通过将FET 300的源极与
Vcc相连可以省略FET 921，并且由于FET 922总是关闭，所以可以省
略FET 301和922。
在图15中，由于FET 921总是关闭，所以可以省略FET 300和921，
并且由于FET 922总是打开，所以可以通过将FET 301的源极接地而省
略FET 922。
(第三实施例)
图16示出了涉及图9的主-从触发器的另一个具体例子。
对于供电电压，假定Vcc是1.2V并且Vcc-0.5是0.5V。触发器由
一个充当后备信号缓冲器的反相器1301，充当时钟缓冲器的反相器1302
和1303，含有pMOSFET和nMOSFET的传输门1304，1305，1304-1和
1305-1，主锁存器触发器1306和1306-1，从锁存器触发器1307和1307-1和
传输门驱动缓冲器1308和1309组成。对应栅极宽度被加到图16-19中的各
个FET上。
图17示出了在各个主锁存器触发器1306和1306-1和从锁存器触发器
1307中使用的反相器的电路结构。图17的反相器的电路结构与第一实施
例中图6的反相器的电路结构基本上相同。图17的反相器可以具有图5的
电路结构。
图18示出了驱动传输门1304和1305-1中pMOSFET的栅极和传输门
1305和1304-1中nMOSFET的栅极的传输门驱动缓冲器1308(Buf1)的电
路结构。当后备信号STB为高(或在后备状态中)时，向Dout输出一个固
定电压Vcc。
图19示出了驱动传输门1304和1305-1中pMOSFET的栅极和传输门
1305和1304-1中nMOSFET的栅极的传输门驱动缓冲器1309(Buf0)的电
路结构。缓冲器1309的电路结构与第二实施例中图15的电路结构基本上
相同。当后备信号STB为高(或在后备状态中)时，向Dout输出一个0V的
固定电压。
在图18中，由于FET 1321总是打开，所以通过将FET 300的源极与
Vcc相连可以省略FET 1321，并且由于FET 1322总是关闭，所以可以
省略FET 301和1322。
在图19中，由于FET 1321总是关闭，所以可以省略FET 300和1321，
并且由于FET 1322总是打开，所以可以通过将FET 301的源极接地省略
FET 1322。
当图16的主-从触发器处于工作状态时，分别通过传输门1304和1305
在主锁存器触发器1306和从锁存器触发器1307中存储数据。此时由于触
发器输出结点Dout的逻辑振幅为根据Vcc-05确定的0.5V，所以触发器
可以进行低功耗的操作。
对于后备信号STB＝1的情况，当触发器要进入后备状态时，驱动传
输门的Buf1的输出变成Vcc并且Buf0的输出变成0，从而关闭传输门1304
和1305-1。此时由于传输门1304-1打开，所以在电压Vcc或0上保存主锁
存器的内容。
另一方面，由于传输门1305导通，所以从端通过触发器1307输出浮
动结点Vcc-05的电压或0V的接地电压。象在第二实施例中那样，这个主-
从触发器允许后备状态中的泄漏电流被减少到100pA或更低。当触发器
工作时，触发器可以实现0.5V的逻辑振幅和低功耗操作。
如上所述，主-从触发器以低泄漏电流和低功耗进行操作。由于主-从
触发器可以在后备状态保持低泄漏电流特性，所以不管Vcc-05的结点电
压如何，这种特性均允许Vcc-05成为一个浮动结点。
所以，通过停止向触发器以外的逻辑电路供电并且允许触发器存储
数据，半导体集成电路中的泄漏电流可以被减少到仅仅能够整体保持触
发器的电流的程度。这允许显著减少功耗。
按照经验方法通过0.25μm CMOS加工工艺构成一个由相连的主-从
触发器组成的100位移位寄存器。然后确定移位寄存器在100MHz的频
率上工作。
本发明不仅限于上述实施例。除2输入与非门，反相器和触发器之
外，NOR，OR/NAND，AND/NOR，和锁存器电路也可以被用作逻辑
电路。使用这类电路会产生相同效果。
在第二和第三实施例中，FET开关被用来使内部电源进入浮动状
态。本发明不仅限制于这个方法。例如，一个DC-DC变压器可以被连接
到DC-DC变压器的最终级段中的缓冲电路的栅极上，并且一个逻辑电路
可以被加到上述栅极上，从而使得输出结点成为一个浮动结点。
虽然1.2V被用作Vcc电源的电压，但也可以使用具有更高供电电压
的结构，其中假定击穿电压足够高或者通过FET的垂直堆积结构保证有
足够的击穿电压。
在这些实施例中，所有FET均属于MOS类型的FET。这里具有
MOS类型的FET不仅限于使用氧化膜作为栅极绝缘膜的FET，并且包
含具有所谓的MIS类型的FET，其中MIS类型的FET使用不同于氧化
膜的绝缘膜。
如前所述，对于本发明，一个具有逻辑振幅大约为0.5V的逻辑电路
的半导体集成电路包括一个第一逻辑电路和一个第二逻辑电路。第一和
第二逻辑电路具有共同的输入端子和相同的逻辑功能。第一逻辑电路由
两个电路模块组成，其中一个电路模块由一个pMOSFET构成，而另一个
由一个nMOSFET构成，各个电路模块均具有一个高阈值。第二逻辑电
路由两个电路模块组成，其中一个电路模块由一个pMOSFET构成，而另
一个由一个nMOSFET构成，各个电路模块均具有一个低阈值。
一个输出开关电路介于每个逻辑电路中的pMOS电路模块和nMOS
电路模块之间。输出开关电路控制各个逻辑电路与电源之间的连接和断
开。当集成电路处于激活模式时，使用具有低的逻辑切换阈值电压的
MOSFET的第二逻辑电路被连接到输出上，从而以低功耗方式操作集成
电路。当集成电路处于后备状态时，将插入到泄漏电流路径中的具有高
阈值电压的MOSFET的第一逻辑电路连接到输出上，从而允许集成电路
根据低泄漏电流特性进行操作。
这使得能够在没有使用复杂控制电路的情况下使得在大约0.5V的极
低供电电压上工作的逻辑电路在工作和后备状态中实现较低的功耗。并
且版面区域的减少和设计的便利使得能够减少半导体集成电路的制造费
用。
另外，当使用上述逻辑电路构造包含触发器的存储器电路并且允许
不包含存储器电路的逻辑电路与电源断开时，工作状态中的逻辑电路根
据低功耗特性利用低电压电源工作，在后备状态下在触发器中保存数据
并且将其它逻辑电路与电源断开，从而根据小泄漏电流特性停留在后备
状态中。
本领域的技术人员会容易地想到其它优点和修改。所以本发明在其
广度方面不仅限于这里示出并描述的具体细节和典型实施例。因此在不
偏离所附权利要求书及其等价描述所定义的一般发明概念的宗旨或范围
的前提下可以进行各种修改。