均衡器及其初始值设定方法 【技术领域】
本发明涉及均衡器，特别涉及均衡滤波器的滤波系数快速地进行收敛的均衡器及其初始值设定方法。
背景技术
移动电话机等的移动体通信装置的传送速度逐年高速化。特别在采用W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)方式的移动电话通信方式的情况下，通过导入HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)方式能够实现14.4Mbps的最大传送速度。在传送速度高速化的情况下，将由于传送途中的衰减影响而劣化的信号，在接收侧中再生将变得很重要。
为了解决该问题，在比较简便的方法实现的RAKE接收方式的基础上，还要导入均衡器或者干扰消除器。因此，在数字通信中根据电路的状况设定抽头(tap)系数，通过改变传送特性补偿波形失真，在改善误码率的均衡器中提出具有良好的改善误码率效果的数据接收装置(例如参照专利文献1)。
图5是表示现有的NLMS均衡器地概要框图。该均衡器50由滤波系数运算器51、均衡滤波器52以及差分检测电路53构成。将接收信号X(n)输入到滤波系数运算器51以及均衡滤波器52中。将滤波系数运算器51的输出W(n)输入到均衡滤波器52中。均衡滤波器52在输出输出信号y(n)的同时，将该信号输入到差分检测电路53中，检测与导频信号扩散符号d(n)之间的差分e(n)，将该值输入到滤波系数运算器51中。
更详细地说，被输入到该均衡器50中的接收信号X(n)，同时也被输入到均衡滤波器52。在均衡滤波器52中，将均衡滤波系数列W(n)＝(W0，W1，…，WF-1)(F：滤波器数目)与接收信号X(n)的乘积全部相加之和的信号作为输出值输出。均衡滤波系数列W(n)由滤波系数运算器51设定。如果均衡滤波器52的输出值为y(n)，那么y(n)＝W(n)X(n)。
接着，图6表示图5中的均衡滤波器52的具体的构成框图。该均衡滤波器52由级连连接的多个延迟器21、和在这些延迟器21的输入输出信号上分别乘以各滤波系数W0～WF-1的多个乘法器22、以及将这些多个乘法器22的输出信号相加的加法器23构成。
各延迟器21在各接收信号上加上1码片时间的延迟，被延迟K(0≤K≤F-1)个码片的接收信号与滤波系数WF-1-K相乘。将各相乘的结果由加法器23全部相加，其和作为输出信号输出。接收信号以每1个码片延迟到N-1码片。
将均衡滤波系数列的初始值W(n)设定为适当的值，例如全部为0。将由均衡滤波器52所输出的信号y(n)输入到差分检测电路53。在差分检测电路53中计算均衡滤波器52的输出与导频信道的扩散符号d(n)的差分信号e(n)，将该差分信号向滤波系数运算器51输出，由以下的(式1)表示。
e(n)＝d(n)-y(n)＝d(n)-W(n)X(n)… (式1)
在滤波系数运算器51中，基于接收信号系列X(n)和差分信号e(n)、以及更新前的滤波系数列W(n)由以下的(式2)更新滤波系数。
W(n+1)＝W(n)+μe(n)X(n)… (式2)
式中μ为步长参数，由下式(式3)表示。
μ＝α/(X(n)HX(n)+β)… (式3)
式中，
β：稳定化参数(非常小的正值)
α：步长参数
X(n)H：X(n)的转置共轭向量
更新后，重复滤波均衡和系数的更新。另外，由于关于滤波系数更新的原理已在例如日新出版《信号处理的基础与应用》(ISBN4-8173-0106-6)等中被公开，故需要参照这些原理。
在上述的以往例中，将适当的值设定为滤波系数的初始值，重复基于采用均衡滤波后的信号(均衡信号)与理想信号的差分更新滤波系数的动作，而使滤波系数收敛。由此，从均衡开始到将滤波系数收敛到最优滤波系数需要花费时间，存在将在这期间被均衡的信号劣化的问题。另外，为了避免该问题，在将接收数据均衡前，需要用于让滤波系数收敛的训练阶段。
专利文献1：特开平6-120774号公报(第3页，图1)。
【发明内容】
本发明的目的在于，提供一种均衡滤波器的滤波系数快速地进行收敛的均衡器及其初始值设定方法。
为了解决上述的课题，本发明的均衡器及其初始值设定方法采用具有以下特征的构成。
方案1：一种均衡器，其包括计算滤波系数的滤波系数运算器；基于所述滤波系数运算器所计算出的滤波系数和接收信号进操作而得到输出信号的均衡滤波器；检测所述均衡滤波器的输出信号与公共导频扩散编码间的差分、并把检测的差分作为差分信号输入到所述滤波系数运算器中的差分检测电路，其特征在于，所述均衡器还包括初始值设定电路，其根据所述接收信号设定所述滤波系数运算器的初始值。
方案2：方案1中所述的均衡器，其特征在于，所述初始值设定电路包括：多路径定时检测电路，其通过接收所述接收信号和所述公共导频扩散编码来检测多路径定时；逆扩散部，其被提供来自所述多路径定时检测电路的路径定时信号，并被输入所述接收信号和所述公共导频扩散编码；及信道估计器，其基于所述逆扩散部的输出信号进行信道估计。
方案3：方案2中所述的均衡器，其特征在于，所述滤波系数运算器包括初始值生成电路，该初始值生成电路通过接收来自所述信道估计器的信道估计结果和来自所述多路径定时检测电路的路径定时信号来产生滤波系数的初始值。
方案4：方案3中所述的均衡器，其特征在于，所述滤波系数运算器进一步包括：更新电路，其基于所述接收信号和来自所述差分检测电路的差分信号更新所述滤波系数；选择器，其选择所述更新电路和所述初始值生成电路的输出。
方案5：方案2中所述的均衡器，其特征在于，所述逆扩散部包括‘P’个(‘P’大于等于2)彼此独立操作的相关器。
方案6：方案2中所述的均衡器，其特征在于，被输入来自所述多路定时检测电路的路径定时检测信号，以及所述接收信号和所述公共导频扩散码的所述逆扩散部具有彼此独立操作的多个相关器，并通过将所述接收信号乘以与由所述多路径定时检测电路所检测的多路径定时同步的公共导频扩散码来执行逆扩散操作。
方案7：方案3中所述的均衡器，其特征在于，所述均衡滤波器包括：级连连接的多个延迟器、将所述延迟器的输入输出信号与滤波系数相乘的多个乘法器、及将所述乘法器的输出相加的加法器。
方案8：一种用于设定均衡器的初始值的方法，上述均衡器中包括均衡滤波器，上述均衡滤波器用在一信号接收机中，所述信号接收机用于再生在移动通信装置的信号发射期间质量已经劣化的信号，其特征在于，所述方法包括：
把与要被均衡的接收信号的路径定时同步地获得的衰减向量的复数共轭设定为所述均衡滤波器的滤波系数。
方案9：方案8中所述的均衡器的初始值设定方法，其特征在于，其特征在于，在设定所述初始值后，由根据所述均衡滤波器的输出信号和公共导频扩散编码间的差分信号所生成的更新信号，来更新所述均衡滤波器的滤波系数。
(发明效果)
根据本发明，能够得到如下所述的实用的显著的效果。首先，由于将与被均衡信号的路径定时同步的FV的复数共轭作为滤波系数进行初始设定，所以能够从初始阶段就期待与将路径的定时和相位结合而合成的RAKE接收具有相同的效果。由此，与将滤波的初始值设定为适当值的情况不同，减小了信号的劣化，能够迅速进行滤波系数的收敛。另外，由于避免了信号的劣化所以能够缩短预先所进行的训练期间，能够减少功率消费。
【附图说明】
图1是表示本发明的均衡器的最佳实施例的构成框图。
图2是表示图1中的滤波系数运算器的具体构成的功能框图。
图3是表示图1中所示的均衡器动作的说明图。
图4是表示各种信号的向量图。
图5是表示现有均衡器的构成框图。
图6是表示典型的均衡滤波器的构成框图。
图中：10-均衡器，11-多路径定时检测电路，12-逆扩散部，12a～12p-相关器，13-信道估计器，14-滤波系数运算器，15-均衡滤波器，16-差分检测电路，21-延迟器，22-乘法器，23-加法器，31-初始值生成电路，32-更新电路，33-选择器。
【具体实施方式】
实施例1
以下，参照附图详细说明本发明的均衡器及其初始值设定方法的最佳实施例的构成以及动作。
图1表示本发明的均衡器或者NLMS型均衡器(以下，只称作均衡器)的最佳实施例的构成的框图。图1的均衡器10由多路径定时检测电路11，多个相关器12a～12p的逆扩散部12，信道估计器13，滤波系数运算器14，均衡滤波器15及差分检测电路16构成。
多路径定时检测电路11将接收信号输入到逆扩散部12的各相关器12a～12p和滤波系数运算器14及均衡滤波器15中。另外，在多路径定时检测电路11中输入公共导频扩散编码，将其检测输出输入到逆扩散部12以及滤波系数运算器14中。将逆扩散部12的相关器12a～12p的输出信号输入到信道估计器13中。另外，与图5的均衡器50相同，在滤波系数运算器14中输入接收信号以及差分检测电路16的输出信号，将其输出信号输出到均衡滤波器15中。并且在差分检测电路16中输入均衡滤波器15的输出信号以及公共导频扩散编码。
首先说明图1的均衡器的各构成要素11～14的主要功能。多路径定时检测电路11从接收信号中检测多路径定时。逆扩散部12具有独立的多个相关器12a～12p，在与来自多路径定时检测电路11的多路径定时同步的接收信号中乘以信号扩散符号进行逆扩散。信道估计器13基于由逆扩散部12进行逆扩散后的结果进行信道估计。滤波系数运算器14基于信道估计器13的信道估计结果计算滤波系数。
接着说明图1中所示的均衡器10的动作。多路径定时检测电路11使用相关器取得接收信号以及导频信号扩散符号的相关值，进行接收信号的逆扩散。信道估计器13在由逆扩散部12所扩散再生的导频信号上乘以理相导频信号的复数共轭，计算衰减向量(FV)。滤波系数运算器14进行滤波系数的计算/更新。
接下来，图2表示图1中的滤波系数运算器14的详细构成框图。滤波系数运算器14由初始值生成电路31、更新电路32以及选择器33构成。在计算滤波系数的初始值时，在初始值生成电路31中，基于由信道估计器13所计算的各路径定时的FV的复数共轭和路径定时，生成均衡滤波系数列(W0～WF-1)的初始值。另外在更新已计算初始值后的滤波系数时，在更新电路32中，基于来自差分检测电路16的输入信号和接收信号列进行滤波系数列的更新。均衡滤波器15取得滤波系数列以及接收信号列的相关值。
在此，均衡滤波器15的具体构成包括与上述的图6相同的多个延迟器21、乘法器22以及加法器23。各延迟器21是1码片量的延迟器。被输入的接收信号以1码片1码片的延迟，延迟至(F-1)码片，被延迟K(0≤K≤F-1)码片的接收信号与由滤波系数运算器14所计算的滤波系数WF-1-K相乘。将各相乘的结果由加法器23全部相加输出。在差分检测电路16中计算均衡滤波器15的输出和导频信号的差分e(n)。
接着参照图3的说明图对图1中所示构成的NLSM型均衡器10的初始值设定方法进行说明。在图3中，(a)表示接收信号X(n)，(b)表示相关器的路径检测，(c)表示多路径定时检测电路11的定时检测，(d)表示信道估计器13的逆扩散、信道估计，(e)表示初始值生成电路31生成的初始值。
在多路径定时检测电路11中取得接收信号X(n)(参照图3(a))与导频信号扩散符号的相关值(参照图3(b))。对于相关值大的p个高位(p≤P)路径定时，输出到逆扩散部12以及滤波系数运算器14(参照图3(c))。
逆扩散部12包括P个独立的相关器12a～12p，由多路径定时检测电路11所检测的路径的强度大的高位p个路径，取得与其各定时同步的接收信号与导频信号扩散符号的相关值，进行接收信号的逆扩散，再生导频信号。将由逆扩散部12的各相关器12a～12p进行逆扩散的结果输出到信道估计器13。
接着，图4表示发送数据(A)、接收数据(B)以及信道估计值FV(C)的相位的向量图。如图4所示，已被发送的数据(参照图4(A))在由接收侧数据(参照图4(B))和发送侧与接收侧的频率偏差所产生的相位旋转或者衰减的影响以改变相位的状态被接收。在信道估计器13中，为了进行信道估计，估计接收信号在传送途中所受到的相位变动的影响，在由逆扩散部12被逆扩散再生的导频信号中，乘以理想导频信号的复数共轭，计算表示其的相位改变的衰减向量(FV)(参照图3(d))。将计算出的FV向滤波系数运算器14输出。
滤波系数运算器14由其初始值生成电路31计算从信道估计器13所输出的FV的复数共轭，通过与取得该FV的路径定时同步，作为系数列设置，由此生成均衡滤波系数列(W0～WF-1)的初始值(参照图3(e))。将均衡滤波系数列设置在均衡滤波器15中。此后与以往例相同由更新电路32重复进行滤波均衡和滤波系数的更新。
另外，本发明的均衡器不必是NLMS均衡器，也可以是根据作为NLSM基础的LMS型均衡器的那样的接收信号，改变滤波器的系数的适应型均衡器。
以上已详细叙述了本发明的均衡器及其初始值设定方法的最佳实施例。然而这种实施例只不过是本发明的示例，需要注意，本发明并不限于此。只要不脱离本发明的主要内容，根据特定用途就能够有各种变形变化，这点同行业者能够很容易理解。