在多天线正交频分复用系统中消除干扰的装置和方法 【技术领域】
本发明涉及一种MIMO(多输入多输出)多天线的OFDM(正交频分复用)移动通信系统，尤其涉及一种用于改进纠错码的性能的装置和方法，所述的错误校正码用于纠正由错误传播所导致的错误。
背景技术
由于发射器和接收器之间的多种障碍物，以无线电信号传输的信号会经历多径干扰。多路传输无线电信道的特性取决于最大时延扩展和信号传输周期。如果传输周期大于最大时延扩展，在连续信号之间没有干扰产生，以及无线电信道是作为频率非选择性衰落信道的频域特性。然而在宽频带高速传输中，传输周期小于最大时延扩展。结果是，在连续信号之间产生干扰以及接收的信号受码间干扰(ISI)的困扰。无线电信道是作为频率选择性衰落信道地频域特性。在使用相干调制的单载波传输的情况下，需要均衡器来消除ISI。由于数据速率的增加，ISI导致的失真增加，均衡器的复杂性随之增加。为了解决单载波传输方案的均衡问题，提出了OFDM。
一般地，OFDM定义为时分接入和频分接入相组合的二维接入方案。在预定数量的子信道的副载波上分布式地传输OFDM符号。
在OFDM中，子信道的频谱彼此正交地重叠，这在频谱效率上具有积极的效果。而且，通过IFFT(快速傅里叶逆变换)和FFT(快速傅里叶变换)的OFDM调制/解调的实现允许有效的数字化实现。OFDM能有力地抵抗频率选择性衰落或窄带干扰，这使OFDM成为对于采用如大数据量无线通信系统的标准的欧洲数字广播和高速数据传输的有效传输方案，例如IEEE802.11a，IEEE802.16a和IEEE802.16b标准。
OFDM是MCM(多载波调制)的一个特例，其中输入的串行符号序列被转换为并行符号序列以及在传送之前被调制到多路正交副载波。
用于军事的高频(HF)无线电通信的第一个MCM系统出现在20世纪50年代末，以及具有重叠正交副载波的OFDM最初发展于20世纪70年代。由于在多载波之间的正交调制，OFDM在实际的系统实施中存在局限性。在1971年，Weinstein，et，al提出了对并行数据传输进行DFT(离散傅里叶变换)的OFDM方案，以作为有效的调制/解调处理，这是OFDM发展的推动力。以及，保护间隔和作为保护间隔的循环前缀的引入也进一步减轻了系统中多径传播和延迟扩展的不利影响。结果，OFDM被广泛地用于数字数据通信，例如数字音频广播(DAB)，数字电视广播，无线局域网(WLAN)和无线异步传输模式(WATM)。虽然硬件的复杂性是OFDM广泛应用的障碍，但是近来在包括FFT和IFFT在内的数字信号处理技术中的发展，使得能够实现OFDM。OFDM，类似于FDM(频分复用)，因为其在之间保持正交的副载波上传输数据，扩大了在高速数据传输中的最佳传输效率。最佳的传输效率还归功于导致有效和有力地抵抗OFDM中的多径衰减的良好的频率使用。特别是，频谱重叠导致了有效的频率使用以及有力地抵抗频率选择性衰落和多径衰落。OFDM通过使用保护间隔降低了ISI的影响以及简化了普通均衡器硬件结构的设计。而且，由于OFDM有力地抵抗了脉冲噪声，它在通信系统中越来越普及。
图1是典型OFDM移动通信系统的框图。参照图1，编码器110对输入的二进制比特进行编码并输出编码后的比特流。交织器102将连续的编码比特流进行交织，调制器104把交织后的比特流映射为信号星座上的符号，QPSK(正交相移键控)、8PSK(8进制相移键控)、16QAM(16进制正交调幅)或64QAM(64进制正交调幅)都已经被用作调制器104中的调制方案。在一个符号中的比特数量取决于所使用的调制方案。一个QPSK调制符号包括2比特，一个8PSK调制符号3比特，一个16QAM调制符号4比特，以及一个64QAM调制方案6比特。IFFT 106处理器对所调制的符号进行IFFT处理以及通过发射天线108发射IFFT信号。
接收天线110从发射天线108接收符号。FFT处理器112对接收信号进行FFT处理，以及具有与调制器104中使用的相同信号星座的解调器114在一个解调方案中把解扩频符号转换为二进制符号。解调方案取决于对应的调制方案。去交织器116对解调的二进制比特流去交织，去交织方法与交织器102的交织方法相对应。解码器118对去交织的二进制比特流进行解码。
图2是对于数据发射/接收使用多发射/接收天线的OFDM移动通信系统的框图。参照图2，编码器200编码输入的二进制比特以及输出编码的比特流。串行-并行(s/p)转换器202把串行编码比特流转换成并行编码比特流，将参照图4对其进行说明。并行比特流被提供到交织器204-206。分别与图1中示出的102、104、106和108对应的交织器204-206、调制器208-210、IFFT212-214和发射天线216-218以相同的方式运行，除了由于多路发射天线的使用而分配给每一IFFT的副载波数量要少于图1中示出的分配给每一IFFT106的副载波数量。
接收天线220-222接收来自发射天线216-218的符号。FFT 224-226对接收的信号进行FFT变换，并输出FFT信号至连续干扰消除(SIC)接收器228。SIC接收器228的操作将参照图3进行说明。SIC接收器228的输出加到解序器(de-orderer)230上。SIC接收器228首先检测良好状态下的数据流，然后检测使用所述经检测数据流的另一数据流。因为SIC接收器确定哪个数据流处于更好的接收状态，检测顺序不同于发射信号的顺序。因此，解序器230按照所述发送信号的接收状态对它们解序(de-order)。解调器232-234和去交织器236-238以与图1所示的解调器114和去交织器116相同的方式处理经解序的符号。并行/串行(p/s)转换器240将并行去交织比特流转换为串行二进制比特流，这将参照图4进行说明。解码器242解码所述二进制比特流。
由不同发射天线发射的信号在多天线系统中由接收天线线性重叠地接收。因此，由于发射/接收天线数量的增加，解码的复杂性也增加了。SIC接收器反复使用低运算量的线性接收器来减少解码的复杂性。SIC接收器通过消除先前已解码信号中的干扰而逐渐改善性能。然而，SIC方案有个突出的缺点，就是在当前阶段增加了先前确定信号中产生的错误。参照图3，将描述SIC接收器的结构。作为例子，SIC接收器通过两个接收天线接收信号。在图3中，通过两个接收天线接收的信号是如方程(1)中列出的y1和y2：
y1＝x1h11+x2h12+z1
y2＝x1h21+x2h22+z2
......(1)
如方程(1)中表示的，有两个发射天线发射信号。在方程(1)中，x1和x2分别是第一和第二发射天线发射的信号，h11和h12分别是第一发射天线与第一接收天线之间的信道系数和第二发射天线与第一接收天线之间的信道系数，h21和h22分别是第一发射天线与第二接收天线之间的信道系数和第二发射天线与第二接收天线之间的信道系数，z1和z2是无线电信道噪声。
MMSE(最小均方差)接收器300从y1和y2中估算x1和x2。如先前描述的，SIC接收器228估算在多个阶段中发射天线发射的信号。SIC接收器首先估算由一个发射天线(第一发射天线)发射的信号，然后使用所估算的信号估算由另一个发射天线(第二发射天线)发射的信号。在三个发射天线的情况下，SIC接收器还使用对第一和第二发射天线发射的信号的估算，进一步估算从第三个发射天线发射的信号。在方程(2)中示出了在MMSE接收器从第一和第二接收天线所接收的信号：
y1＝x1h11+z3
y2＝x1h21+z4
......(2)
如方程(2)中表示的，MMSE接收器300估算第二发射天线发射的作为噪声的信号。通过方程(1)和方程(2)得出方程(3)如下：
z3＝x2h12+z1
z4＝x2h22+z2
......(3)
当在方程(2)中把由第二发射天线发射的信号作为噪声估算时，由第一发射天线发射的信号可以代替地作为噪声来估算。在这种情况下，如方程(4)所示，
y1＝x2h12+z5
y2＝x2h22+z6
......(4)
MMSE接收器300使用方程(2)按照方程(5)估算所发射的信号x1：
E＝|Ay-x1|2
......(5)
其中y是y1和y2的和。使用方程(5)，可以获得具有最小值E值x1。因此，x1的估计值可以按照方程(6)估算出来：
x~1=Ay---(6)]]>
以同样的方法，可以估计出x2。数据流排序器(orderer)302按照MMSE值对x1和x2的估计值进行优先级的排序。也就是，在MMSE值的基础上确定在无线电信道上具有最小错误的接收信号。在图3所示的情况下，x1比x2的错误少。
数据流排序器302将提供到图2中所示的解序器和判决器304。判决器304判定所估计比特的值。因为MMSE接收器300是基于数学运算简单地估算发射信号，估算的数值也许不适用于发射。因此，判决器304使用所接收的估计判定可用于在发射器中发射的数值，并输出所述数值到插入器306。如果无线电信道中没有错误出现，估计值与判定值相同。插入器306给估计器308和3l0提供所判定的值。估计器308和310按照方程(7)估算接收信号y1和y2：
MMSE接收器312使用所估计的接收信号按照方程(8)估算由第二发射天线发射的信号：
E=|By‾-x2|2---(8)]]>
其中是和的和。通过方程(8)，获得产生最小值E的x2。这样，x2的估计值按照方程(9)估算出来：
x‾2=By‾---(9)]]>
并且将x2提供给图2所示的解序器230。
如上所述，SIC服务器228使用在先前阶段中所估计的发射信号来估算另一个在当前阶段中的发射信号。如果所发射的信号在传送之前在相同的交织器中交织，以及在传送期间在某一比特里产生了错误，接收器就确定其相邻的比特和该比特一样也存在错误。现在参照图4对在接收器从发射器所接收的信号中的错误产生进行说明。
参照图4，参考标记(A)表示包括20个要发射比特的一个二进制比特流。斫述比特流表示为一比特接一比特。参考标记(B)表示由S/P转换器从20比特流分离出的两组比特。第一组包括奇数编号的比特，第二组包括偶数编号的比特。参考标记(C)表示由交织器交织的两组比特。两组都以相同的交织方法进行交织。
参考标记(D)表示接收器接收到的第一组中的比特#17、#7和#3在传输期间存在错误。因为使用第一组比特的估计值来估算第二组比特，因此，第二组在与第一组相同的比特位置存在错误。因此，第二组中的比特#18、#8和#4存在错误。
参考标记(E)表示通过去交织器对接收信号进行去交织。参考标记(F)表示去交织的比特流从并行到串行的转换。如(F)中表示的，在相邻的比特中发生错误。这意味着由于SIC接收器的特性降低了接收器的错误校正性能。然而作为克服上述问题的方式，已经提出了对不同的发射天线使用不同的交织类型，该方案的缺点是增加了每个发射天线的交织时间，以及每个发射天线的交织类型必须是接收器已知的。因此，在下文中将讨论解决该问题的一种方法。
【发明内容】
本发明的目的主要是至少解决上述问题和/或缺点，以及至少提供以下优点。因此，本发明的目的是提供一种具有最佳错误校正性能的逐比特(bit-by-bit)交织类型。
本发明另一目的是在使用先前阶段中检测的信息来检测当前阶段中信息的系统中，提供一种在当前的信息检测中降低先前检测信息中的错误影响的装置和方法。
上述目的是通过在移动通信系统中提供一种由多个发射/接收天线进行发射/接收信号的装置和方法来实现的。
按照本发明的一个方面，在一种装置中，具有将信息比特编码为编码比特流的编码器，在移动通信系统中由多个发射天线来发射信号，串行/并行转换器按照发射天线的数目将所述编码比特流转换为多个编码比特流，交织器对所述多个编码比特流逐一(stream by stream)进行交织，多个调制器将所述交织的编码比特流调制为多个调制符号序列，和多个移位器以不同模式对所述调制符号序列进行移位以及由各自的发射天线发射所述移位的调制符号序列。
按照本发明的另一方面，在一种装置中，具有将编码比特流解码为信息比特的解码器，在移动通信系统中由多个接收天线来接收信号，多个移位器以在发射装置中所使用的相同模式对由接收天线接收的调制符号序列进行移位，多个解调器将所述移位的调制符号序列解调为多个编码比特流，多个去交织器对所述多个编码比特流分别去交织，并行/串行转换器将所述去交织的编码比特流转换为一个编码比特流。
按照本发明的再一方面，在一种在移动通信系统中由多个发射天线发射信号的方法中，具有将信息比特编码成为编码比特流的编码器，按照发射天线的数目将所述编码比特流转换为多个编码比特流，对所述多个编码比特流逐一(stream by stream)进行交织，和将其调制为多个调制符号序列。将所述调制符号序列以不同模式移位并由各自的发射天线进行发射。
按照本发明的再一方面，在一种在移动通信系统中由多个接收天线接收信号的方法中，具有将编码比特流解码为信息比特的解码器，以与发射装置中使用的相同模式对由接收天线接收的调制符号序列进行移位、解调为多个编码比特流、进行去交织、以及转换为一个编码比特流。
【附图说明】
本发明上述及其他目的、特征和优点将在以下联系相应附图的详细描述中变得更清楚，其中：
图1是典型的OFDM移动通信系统的框图；
图2是典型的多天线OFDM移动通信系统的框图；
图3是图2中示出的SIC接收器的框图；
图4的(A)-(F)顺序地示出了在典型的多路天线OFDM移动通信系统中的数据发射和接收；
图5是按照本发明的多天线OFDM移动通信系统中的发射器框图；
图6是按照本发明的多天线OFDM移动通信系统中的接收器框图；
图7的(F)-(M)顺序地示出了在按照本发明的多天线OFDM移动通信系统中的数据发射和接收；
图8是本发明与传统方法相比较的一个曲线图；和
图9是本发明与传统方法相比较的另一个曲线图。
【具体实施方式】
以下将参照相应附图对本发明的优选实施例进行说明。在下面的描述中，众所周知的功能或结构将不再进行详细描述，由于不必要的详述将会使本发明的内容不明确。
图5是按照本发明的多天线OFDM移动通信系统中的发射器的框图。参照图5，编码器500编码输入的二进制比特并输出编码比特流。S/P转换器502以和发射天线520-522一样多的数目将连续的编码比特流分成许多并行的编码比特流。交织器504-506对并行编码比特流进行交织，以及调制器508-510将交织编码比特映射为QPSK、8PSK、16QAM或64QAM的调制符号。每个符号的比特数是按照所使用的调制模式确定的。一个QPSK调制符号具有2比特，一个8PSK调制符号3比特，一个16QAM调制符号4比特，以及一个64QAM调制符号6比特。
为了防止调制符号中的突发错误，移位器512-514按照本发明以不同的模式对调制符号移位。所述调制符号的移位将联系例子中给出的多天线的数目进行说明。假定两个发射天线的情况，一个移位器为IFFT提供未移位的接收器调制符号，以及另一个移位器交换奇数编号的比特和偶数编号的比特的位置并将交换位置的比特发送到IFFT。下面的表1示出了当使用4个发射天线时在4个移位器中比特的移位。
表1 输入比特 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16... 第一移位器(输出比特) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16... 第二移位器(输出比特) 2 3 4 1 6 7 8 5 10 11 12 9 14 15 16 13... 第三移位器(输出比特) 3 4 1 2 7 8 5 6 11 12 9 10 15 16 13 14... 第四移位器(输出比特) 4 1 2 3 8 5 6 7 12 9 10 11 16 13 14 15...
输入符号的移位模式能够按照用户的选择进行改变，也就是以和与表1不同的方式。IFFT 516-518对移位符号进行IFFT处理，并通过发射天线520-522将其发射。
图6是按照本发明的多天线OFDM移动通信系统中的接收器的框图。参照图6，从发射天线发射的符号由接收天线600-602接收。FFT 604-606对接收符号进行FFT处理。SIC接收器608以之前所述的方式对FFT符号进行处理。解序器610对SIC接收器的输出进行解序。移位器612-614以下面的方式对解序符号进行移位。
移位器612-614按照最初的顺序重新排列由图5中的移位器移位的比特。以下的表2示出了移位器612-614的处理过程，其与表1的移位过程相对应。
表2 输入比特移位器 输出比特1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 15 16...第一移位器1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 15 16...1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 15 16...第二移位器1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 15 16...3 4 1 2 7 8 5 6 11 12 9 10 1516 13 14...第三移位器1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 15 16...4 1 2 3 8 5 6 7 12 9 10 11 1613 14 15...第四移位器1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 15 16...
移位符号适用于解调器616-618。解调器616-618以与图5中调制器使用的相同信号星座将解扩符号转换为二进制比特。解调的方法取决于在发射器中使用的调制模式。去交织器620-622将解调的二进制比特流进行去交织，去交织的方法与图5中交织器使用的方法相对应。P/S转换器624将去交织比特流转换为一个串行比特流。解码器626将二进制比特流解码并输出二进制信息比特。
图7示出了在按照本发明发射器和接收器的每个元件中的数据符号处理。本发明将与图4示出的的传统处理方式进行比较。
参照图7，参考标记(F)表示包括20比特的一个二进制比特流，如图4中的发射数据。参考标记(G)表示由S/P转换器从20比特流分离出的两组比特。第一组包括奇数编号的比特以及第二组包括偶数编号的比特。参考标记(H)表示由交织器对两组比特进行交织。两组都以相同的交织方法进行交织的。
参考标记(I)表示两组中任意一组比特符号的移位过程。由于在所示出的情况中数据由两个发射天线发射，所以发射数据被分为两组。按照上面的描述，其它的组不会移位。如(I)所示，移位只在两比特的基础上进行。也就是说，第一比特与第二比特交换位置，第三比特与第四比特交换位置。其它比特以同样的方式移位。由于参考标记(I)所示的移位过程只是为了举例说明，还可以以不同的方式进行移位。
参考标记(J)表示接收器中第一组比特#17、#7和#3存在错误。因为是使用第一组的估计值来估算第二组的比特，因此第二组在与第一组相同的比特位置也存在错误。因此，第二组比特#6、#10和#14存在错误。
参考标记(K)表示接收器的移位器中的移位过程。移位是以与发射器中相反的顺序来执行的，从而以发射器中移位前的初始顺序来重新排列所接收的符号。也就是说，经过两次移位，符号被复原到初始位置，抵消了发射器中的移位效果。
参考标记(L)表示使用去交织器对接收信号进行去交织。参考标记(M)表示去交织比特流的并行/串行转换。如(M)中表示的，与图4所示出的(E)相比较，显著地减少了相邻比特中的错误。
图8和图9示出了本发明的效果。特别地，图8示出了在由两个发射天线发射、由两个接收天线接收QPSK调制符号的情况下本发明的效果，图9示出了在由两个发射天线发射、由两个接收天线接收64QAM调制符号的情况下本发明的效果。图8和图9所示的曲线图表明本发明提供了远远好于传统方法的性能。
按照如上描述的本发明，在当前阶段的数据处理中，通过将先前阶段中产生的错误影响减到最小来减少数据发射过程中错误和干扰的影响。以及，由于多个交织器/去交织器以同样的方式进行交织/去交织，交织/去交织占用的时间延迟也最小。
本发明只给出和描述了一个的首选实施例，但是本领域技术人员可以理解，在不脱离所附权利要求所定义的思想和范围之下，所述领域的技术人员可以在其中做各种形式和细节上的改变。