用于测量电机控制器中电流的方法和使用该方法的电机控制器 本发明涉及用于测量电机控制器中电流的方法和使用该方法的电机控制器。通过示例，这种电机控制器是变频器或者伺服驱动器。
标准的PWM(脉宽调制)电机控制器通常包括控制卡和功率卡。控制卡典型地是在电机控制器系列的功率范围上使用的功率不变单元。功率卡实质上是功率大小的函数，意味着转换器系列中的变化应设置在这里。控制卡包括用于控制变频器的数字处理单元，例如DSP(数字信号处理器)、微控制器或者ASIC(专用集成电路)等。控制卡还包括A/D转换器和调节电路。控制卡经由处理所有接口信号的并行连接器连接到功率卡。该信号的范围是从数字信号到模拟信号，诸如电源电压和感测信号的参考信号。功率卡包括功率电子线路，诸如功率晶体管和功率二极管、门驱动器、电解电容器、电感器、开关模式功率电源(SMPS)、滤波器和感测电路。在功率卡上感测的电流是电机控制器评价控制和保护质量的重要部分。功率卡可以包括位于电机控制器输出级上的、或者位于电机控制器中间电路中的多个电流传感器。
一种电流感测技术使用测量分流器/电阻器和单放大器级用于将信号调节到例如A/D转换器地电压电平。该技术是廉价的并且非常精确。但是当需要电源和控制电路之间的电隔离时，复杂度和价格趋于增加而精确度下降。而且，在电流范围增加到某一水平之上的时候，分流器的功率损失通常变得非常大。
标准PWM电机控制器中的另一种更加常见的电流感测技术是使用有源磁电流互感器。这种电流互感器并不直接插入到导体中而是大体上夹在导体周围。导体中的电流产生了环绕导体的磁场。电流互感器测量该磁场，并且该电流互感器产生与导体中电流成比例的测量信号。相比与分流器解决方案，其主要优点在于，测量信号被电隔离，同时呈现精确性和带宽，其满足了标准PWM电机控制器的控制和保护需要。
通常，电流互感器的电子线路由双极电压，例如+/-15V馈送，但是已经出现了新的单极类型，其典型地工作于单边的5V供电。该类型的电流互感器典型的是基于ASIC。该单极电流互感器适用于较低的电流范围。相比于分流器，5V传感器范围可以达到25Arms。在US 5,585,715中描述了单极磁基的电流互感器。对简化电源电路、减小其尺寸和降低变换器功耗的要求，推动了朝向于单极电流互感器的趋势。通过变换器制造商降低电源电压幅度实现了变换器功耗的降低。然而，这导致了关于测量信号的信噪比(SNR)的问题。当使用具有+/-15V的双极电源的变换器时，测量信号的范围将达到约20V，而使用5V的单极电源仅提供4V或者更小的信号范围。因此，SNR降低了至少5倍，带来了后续信号探测的困难。
本发明的第一目的在于解决由电流感测器件或者其他用于电机控制器中的元件所引起的测量信号的SNR变差。
第二目的是有助于电机控制器变型的制造。
通过用于测量使用开关式功率半导体的电机控制器中电流的方法实现了该目标，其中由位于电机相位上的电流感测器件测量该电流，并且产生发送到接收单元的输出信号，随后在功率半导体的开关周期中以过采样频率采样信号，所述样本进行数字滤波用于维持该采样相位对于开关周期的中心线的对称性，随后计算样本的平均值。
为了使SNR最优化，使用了控制卡上的调节信号的数字过采样。在来自德州仪器(Texas Instrument s)的Oliver Monnier的DSP应用注释“Oversampling strategy on TMS320F240x and C28x”，2001，page 1～14，描述了在显著高于待测电流基频的频率下的采样。在已知的方式中，过采样意味着以高于Nyquist频率的频率进行采样，也就是大于待测信号频率两倍的频率。该应用注释教导了通过增大采样频率来改善SNR(量化噪声)。而且，为了避免来自PWM反相器的PWM切换对采样数据的干扰，建议仅在反相器的PWM的切换周期的静区中执行采样，也就是在反相器功率开关没有切换的时刻。在该注释中提出了两种方法。由于忽略了在切换周期上均匀分布的采样，因此第一种方法不是非常有用的。第二种方法建议了在切换周期(16KHz)中的256kHz均匀分布的过采样策略，如果反相器的切换与256kHz中断同时发生，则具体延迟某些采样事件的可能性。可能的延迟是与下一个中断冲突之前等于约4μs的一个采样周期。该方法适用于低性能的驱动器，但是对于要求以长电机电缆来运行的标准PWM电机控制器而言，该方法显现出缺点。
在本发明中，“静区(quiet zone)”被更加广泛地定义。静区包括已知的通过完全地利用控制单元的前馈知识来扰乱电流感测的所有来源。在标准的PWM电机控制器中应尽可能地由一个单一控制单元进行控制。因此，PWM静区定义包括反相器晶体管、电机控制器中间电路中的闸流晶体管、和例如有源前端(整流器、功率因数控制器)的晶体管的切换事件。并且，重要的是，PWM反相器的静区包括切换事件之后的电机电缆的振铃周期。切换事件自身可能耗时几百纳秒，而切换之后的电缆振铃周期可以轻易地为10μs甚至更长。现使用本发明的方法，设置A/D转换器用以连续地过采样来自电流感测器件的信号，目的在于获得在切换周期上均匀分布的偶数个样本。优选地，A/D转换器与切换周期同步。
应当强调，上述采样方法特别适用于电机控制器输出相位上的电流传感器。目标在于通过过采样和平均化减弱随机噪声，消除输出相位电流的PWM电流涟波，消除来自电缆振铃的影响，以及通过使控制单元满负荷来提取切换周期中涉及同一切换周期的中心线(或者起点、第二平均)的基本输出相位电流的值。相比于中间电路中的电流，电机相位上的电流是连续的，其提供了施加非常高的采样频率的可能性，由此提供了较多的数据。通过大量可利用的数据，有可能略过数据，但却仍然具有足够可利用的数据用以实现相对于切换周期的中心线的对称性。
因此，在通过数字滤波平均化之前，由电机控制器的控制单元检查在切换周期中采集的样本。该滤波包括拣选(sorting)和其他措施。
代替使用拣选处理，可以将A/D转换器设置为在切换周期中的许多预先计算好的位置中采样，并且然后使用所有样本求平均。对于求平均，理想的目标仍然是切换周期中均匀分布的偶数个样本。然而，如果切换周期的第一半周期中的采样时刻必须延迟用以确保静区采样，则同样地必须使切换周期的第二半周期中的镜像采样时刻早于预计的(加快)，用以确保到切换周期的中心线的相同距离，反之亦然。上述拣选处理的优点在于根据经验简化了实现方案，但是由于去除了样本，因此相比于切换周期，过采样的强度必须很大。A/D转换器编程策略的优点在于不会丢失样本。作为替换地，在切换周期上的某些时刻必须由控制器单元处理一串已定位的狭窄的中断。然而，相比于均匀时间间隔的采样，控制器单元上的平均负载是相同的。
在本发明的另一实施例中，拣选出所找到的或者假定失效的采样数据，但在某种程度上仍维持样本在切换周期中心线附近的对称性。据此，计算剩余采样数据的平均值。在使用长电机电缆时，依赖于所选择的采样频率和电机电缆的长度，PWM切换后一行中的数个电流样本可能失效。
可以使拣选处理最优化用于确保切换周期中剩余数目的样本的位置对称性。也就是说，如果拣选出切换周期的第一半周期中的样本，则也拣选出切换周期的第二半周期中相同样本的镜像。同样地，如果拣选出切换周期的第二半周期中的样本，则也拣选出切换周期的第一半周期中相同样本的镜像。切换周期中的第二半周期中的镜像样本应理解为具有与切换周期的第一半周期中考虑的样本相同的到切换周期中心线距离的样本，并且反之亦然。因此，对于每个PWM切换周期，准备好了平均的可靠的数字电流值，并且将该值转送用于进一步的处理。结果是，通过在每个切换周期中相对于切换周期的中心线给出电机控制器的基础输出电流的鲁棒的并且抗干扰的样本，有效地减弱了PWM电流涟波，和电流互感器信号从功率卡到控制卡的传送过程中出现的电缆振铃电流和可能的随机噪声的影响。
通过从样本和计算第二平均值，对于高性能的电机控制器可以扩展本发明的方法用于获得每个切换周期的两个结果电流样本，其中样本和采集自先前的切换周期和实际的切换周期。具体地，从采集自先前的切换周期的第一半周期的样本和采集自实际的切换周期的第一半周期的样本中，可以计算该第二平均值。本领域的技术人员将了解到，如果使第二平均值涉及实际切换周期的起点，则从一个PWM周期到下一个，PWM反相器的占空比仅发生适度的变化。
用以使SNR最优化的另一措施是使过采样策略与已知用于在输出上产生内部噪声的某种电流感测器件相适应。如前面所提及的，该器件是磁电流传感器。内部噪声是电流互感器的制造商的折衷处理的结果，制造商通过在磁电流互感器的空气隙中引入磁场感测器件上的切换，最小化了变换器的偏移漂移。这产生了输出信号上的偏移涟波，并且该涟波附加到源于PWM切换的待测电流上已经存在的涟波上。磁电流互感器的偏移涟波可以在几百kHz的范围。在某些情况中，偏移涟波或多或少是白噪声，即包含所有的频率，意味着通过过采样减弱噪声的最佳方法是在A/D转换器的能力限制内引入可能的最快的采样频率。
在其他情况中，偏移涟波处于不同的频率下。这里，通过无电流电流互感器，在电机控制器的启动初始化阶段中的时刻，本方法将A/D转换器的所有资源用在一个电流互感器上。在该情况中，使用了多于一个的电流互感器，目标在于通过过采样来顺序确定每个电流互感器的偏移涟波频率。从该数据中可以计算最优的采样频率用于A/D转换器，通过最佳的折衷来覆盖所有的电流传感器。由于A/D转换器在电机控制器操作期间负载，因此在该情况中，不可能过采样电流互感器的偏移涟波。相比于噪声涟波的频率，作为替换使用具有最优的采样频率的欠采样，目的在于将电流传感器的偏移涟波减弱到可接受的水平。
优选地，为了获得较高的抗噪程度，将输出信号差分地传送到接收单元。
还通过电机控制器来满足本发明的目的，该电机控制器利用了根据权利要求1的方法，并且其并入了功率卡和控制卡，电流感测器件设置在功率卡上，并且将来自感测设备的输出信号传送到位于控制卡上的放大器。为了使得差分放大器和A/D转换器之间的距离最小，用于调节电流感测器件输出的放大器连同前馈和反馈电阻器以及低通滤波一起设置在控制卡上。而且，为了允许可调节的增益和测量信号的滤波，在接口连接器附近的功率卡上设置了额外的串联耦合前馈电阻器部分，通过旁通电容器该电阻器同参考平面之间去耦合。这样，使增益和带宽设置分布在位于功率卡和控制卡上的元件之间。
电流感测器件输出信号从功率卡到控制卡的差分传输提高了SNR。
有利地，安装在控制卡上的元件的值被固定，由此向差分放大器提供了预定的增益。然而，通过改变功率卡上元件的值，可以得到电机控制器的变型。换言之，在功率卡上进行简单和独立的增益调节用于保护装置和控制器，同时固定的放大器级设置在控制卡上接近A/D转换器的位置上。
将功率卡上的滤波器放置在电流感测器件的信号路径中，使得独立于电流感测器件的内部带宽控制模拟滤波程度成为可能。该滤波器可以是具有适当截止频率的低通滤波器。
有利地，电流感测器件是由电源电压供电的磁电流互感器。
使磁电流互感器的电源电压至少是该互感器内部参考电压的两倍提高了SNR。从互感器的详细说明中可以获得内部参考电压的幅度的信息。
用于增加SNR的另外措施是最大程度地利用电流互感器的电源电压的容差。典型地，单极电流互感器应由5V+/-5％供电。这通常是低压电子设备的已知规格。事实上，5V-5％将通过降低正向信号摆幅范围来降低电流互感器的最高可能增益。也就是说，如果内部参考电压是2.5V，假设传感器电子器件不能达到满摆幅(rail)，则我们假定信号的摆幅是从4.5V到0.5V。这里，假设了电源电压的最小值是5V。如果电源电压是5V-5％，则负向摆幅将仍然是从2.5V到0.5V。但是正向摆幅将是从2.5V到4.25V，给出了不对称性。如果待测量的是双极电流，则实际上由于对称性的原因也减小了负向摆幅。这样，如果总是使电源电压处于正的容差内，则最优化了摆幅。例如，如果将实际的电源电压容差设置为5.125V+/-2.4％，则使重要的mV得到了增益。摆幅实际上增加了超过10％，使得增益增加了相同的量。而且，应当强调，即使平均电压现在为5.125V或者无论什么大于或者等于5V的值，5V的电源仍可以用于其他的目的。
优选地，互感器的电源电压位于容差带的中心。
考虑到整体精确性，重要的目标在于简化控制卡上的电流传感器和A/D转换器之间的调节电路。单放大器级应优选地用于调节。并且如果可能，通过避免使用额外的放大器级，应将传感器的输出应直接用于基于比较器的硬件保护装置用以获得最佳的带宽。因此，通过考虑保护装置的瞬间过流范围来设置电流互感器的内部增益。并且使用控制调节放大器，用于增加该保护装置的低增益用以在输入到A/D转换器之前获得足够的控制器电流信号电平。
本领域的技术人员将了解到，同时该策略实际上增加了电流互感器的控制电流测量范围。
根据本发明的电机控制器还可以包括对电流互感器的输出信号进行过采样的A/D转换器。由此可以加快或延迟采样时刻，因此将采样时刻置于PWM区域中，推测其中不会出现噪声。
本发明还可以用于数个电流感测器件位于功率卡上的情况。
在下文中，借助于附图描述了本发明的优选实施例，附图中：
图1是电机控制器的框图，其中实现了根据本发明的方法。
图2是差分放大器的优选布局的电路图，该差分放大器用于调节来自功率卡的电流信号。
图3是示出了相位电流和对应的PWM电压的示图。
图4示出了使用长电机电缆时的相位电流的形态。
图5示出了根据本发明的方法进行测量和再建后，图4的相位电流。
图6示出了根据本发明的采样策略的实施例。
图1所示的变频器1包括具有中间电路电容器3的非受控整流器2，其输出以反相器桥5馈给DC中间电路4。反相器桥包括受控半导体开关T1、T2、T3、T4、T5和T6，这些开关通过脉宽调制将中间电路的直流电压变换为输出端或者相位导体U、V和W上的3相交流电压。在所示出的实施例中，半导体开关是IGBT型晶体管(绝缘栅双极晶体管)。通常地，飞轮二极管与该晶体管反平行地耦合。反相器的3相输出电压U、V、W以3相异步电机的形式提供给的负载6。
反相器桥由控制电流7控制，其包括脉宽调制器和驱动器电路用于晶体管控制。为了操作电机控制器，提供了用户接口8，其将信号发射给调整和控制单元9。
单元9起到调节器的作用，其通过频率fc监视反相器的操作功能，发出任意的纠正信号，该纠正信号变换到调制频率fm并且发送到控制电路7中的脉宽调制器。
所施加的相位电压U、V和W引起相位电流iU、iV和iW，其在中间电路中通过反相器桥变换为所产生的电流id。磁电流互感器10分别置于两个电极相位上，其将相位绕组中的电流转换为表示该电流的电压信号iW1和iV1。将这些信号发送到信号调节单元14并且进一步发送到采样保持单元11，其中在采样频率fs下执行采样。采样信号引导至在采样频率下进行转换的A/D转换器13。数字化的相位电流信号传递到处理器单元12，其基于相位电流和控制器7的开关位置上的数据来计算电流向量i形式的三相电流iu、iV和iw，使其对于调整单元9而言是可利用的。由于使用已知的方法通过两个电流计算出第三相U中的电流，因此仅使用了两个电流互感器。
在图2中示出了用于将互感器信号从功率卡传送到控制卡的硬件设置。电流互感器10设置在功率卡18上，其由电压源20供电。通常通过选择内部信号变压器中适当数目的初级绕组，以及通过外部测量电阻器(R1)，对磁电流互感器的内部增益进行设置。将其调谐用以提供适合于变频器的过流范围的增益。在本示例中R1是30ohm。通过连接器23电连接功率卡18和控制卡19。通过连接21将iw1提供给功率卡上的比较器组(26、27、R8、R9)，在过流事件的情况下变低。将该事件提供给控制卡。由并入了差分放大器22的信号调节电路14处理跨越电阻器(R1)的信号，增大了增益并且加入了适合于A/D转换器的3.3V输入电压范围的偏移电压VrefAD_0。在本示例中VrefAD_0是1.65V。在下述方面差分放大器级是特殊的，即，即使将有源放大器设置在控制卡上接近A/D转换器25的位置上，仍可以使用前馈电阻器R2、R5和电容器C1、C2来无源地设置增益以及来自功率卡的滤波电平。R2、R5每个被选定为2kohm并且C1、C2为1nF。控制卡上的前馈电阻器R3、R6用于降低起源于并行连接器23的噪声影响，该连接器23与功率和控制卡接口。更具体地，使用下述方法计算差分放大器的最终增益A：
A＝-R4/(R3+R2)
这样，设置在功率卡和控制卡上的元件用来影响差分放大器22的增益。
差分放大器22的输出通过防混淆滤波器24发送到A/D转换器25，其并入了对信号iW2进行采样的S/H电路。
通过参考图2，使用差分放大器的主要原因如下文所述。电压基准sensorGND和ADCgnd应理想地相同。但是与功率和控制卡接口的并行连接器可以容易地产生几mV的共模干扰，如果不是差分传输的，则该共模干扰瞬间地影响电流信号。如图2所示，通过使第一导体的输出信号“out”(iW1)与第二导体上的电势(2.5V)关联，获得了差分信号。在零负载电流时，输出信号iW1是2.5V，而在有负载的时候在0.5V和4.5V之间的范围。基本上，可以单端地引出来自互感器的信号，但是这将引起不需要的对噪声的高度敏感，这将再一次导致下降的SNR。因此优选的是，单端传输路径尽可能地短，在图2中其是从差分放大器22的输出到A/D转换器25的路径。
在图3中，连同相位-相位PWM输出电压VPWM一起，示出了由电流互感器10感测的典型的相位电流(例如iW)。PWM切换频率是4.5KHz。该相位电流包括涟波电流(更高谐波)，与提供给3相感应式电机6的输出电压的数字特性相关，该3相感应式电机6负载了电机控制器。该涟波电流是不需要的干扰。所关注的参数是控制电机时的基础输出电流。除了产生PWM的涟波电流并且如上文所提及的，由于电流互感器中的内部切换，以及由于向A/D转换器传输信号期间拾取的噪声，噪声叠加到电流上。在切换周期中以偶数个样本执行过采样，对样本求和并且随即通过除以样本总数求得它们的平均值，使噪声的影响最小化。图6给出了切换周期中电机相位U、V和W上的PWM脉冲形状的同步示图。在所示的“采样时刻”，同时对三个相位电流进行采样。在切换周期的中间示出了中心线，并且优选地，围绕该中心线成对地对称设置左侧和右侧的采样时刻。这样，在距离中心线的时刻T采集镜像样本，该时刻T对应于从第一采样时刻到中心线的相同时间距离。仅示出了单一的“采样时刻”及其镜像。当然，需要数个均匀分布的采样时刻用以获得过采样的满意效果。
在图1中，在由制造商德州仪器制造的型号为C2407xx的数字信号处理器中实现了电路模块7、8、9、11、12和13。对DSP进行编程以在3030Hz的切换频率下运行空间矢量PWM。设置DSP的A/D转换器13用以在5μs的速率下对两个相位电流信号中的每一个进行采样。因此，每个切换周期每个电流信号，有66个样本是可以用来计算平均电流的。通过150m的屏蔽电机电缆馈送400Vrms、3kW的感应式电机，每次切换变频器时，产生了巨大的容性充电电流。为了排除受到电机电缆的容性充电等干扰的“坏的”电流样本，根据本发明的方法，如果给出的样本处于距离最后的PWM切换的给定时间间隔内，则拣选出该样本。由控制器7使用处理器单元12执行拣选(图1)，其中寄存器保存数字化的数据。控制器7访问该寄存器，并且通过拣选出数字样本来调节该数据，该数字化样本在晶体管的切换附近的预定区域内采样。例如，如果在打开T1之后立刻在电流iW上采集样本，则该样本将被跳过。没有接受到样本的周期等于消隐时间。该消隐时间依赖于诸如开关晶体管的响应时间、切换频率的参数，并且特别依赖于电机电缆的长度。
在电机控制器的正常操作之前，可以依赖于电流互感器的类型激活初始相位。更具体地，在第一时间周期中顺序采样磁电流互感器10的输出信号，此时该互感器没有负载电流，也就是电流iW和iV是零。通过探测每个电流互感器的偏移涟波频率，由控制器7得到了第二时间周期中采样频率的最佳折衷，即电机控制器的正常操作周期。换言之，获得了适应的采样频率。在本实施例中，采样频率是200kHz，也就是大大高于3030Hz的PWM切换频率。
图4示出了在21.5Hz的电机基频率下的相位电流iW，近似为标称速度的一半。其包含电流涟波和引起高尖锋的高频容性电缆电流。电机电缆的长度是150m。图4中的信号近似对应于提供给调节模块14的电压信号iW1。图5示出了根据本发明的方法进行测量之后的图4的电流。更具体地，图5示出了每个切换周期所计算得到的平均电流，在DA转换器通道(未示出)上由DSP(阶梯状曲线)得出。相对于3kW电机的额定电流，以1％的精确度感测相位电流。该数目排除了在数据栏中说明的磁电流互感器的正常增益和偏移误差，用以验证本发明的性能是独特的。考虑到一些100mV的模拟信号iW1在30cm距离的印刷电路板走线和排线上传输，这是优良的结果。
相比于单一采样的数字电流，具有10mV的最坏峰值传输误差，这至少是4倍的改进。