用于使用维特比检测的磁盘驱动器的 宽双相数字伺服信息，检测和估计 本申请要求1995年10月23日申请的美国临时申请NO.60/006013的利益。本申请涉及1994年10月12日申请的美国专利申请，序号No08/320,540。
本发明涉及用于存储、检测和估计存于磁盘驱动器媒体上伺服信息的设备与方法，尤其涉及对部分响应的最大似然率检测通道和磁盘媒体有用的设备与方法。
通过阅读记录于磁盘表面上数据磁道内的伺服信息，磁盘驱动器磁头定位器伺服系统能够估计数据传感器磁头的位置。所记录的伺服信息通常包括磁道(即柱面和磁头)地址和伺服脉冲串。磁盘表面上各个园周数据磁道都有一个唯一的磁道地址，这个地址是在嵌入磁道中的伺服扇区中记录的；并且伺服脉冲串模式通常每两个或多个磁道重复一次。当磁盘驱动器查找一个径向磁道位置时，就用磁道地址作近似定位信息，以近似地估计读磁头的位置；并且用伺服脉冲串作精细定位信息，以便把磁头准确地定位于所期望的径向位置上。
在读磁道地址的同时进行查找时，可能把磁头定位于两个相邻磁道之间。在这种情况下，磁头可能从这两个磁道接收叠加的信号。一个解决这种非单值性问题的方法是，把磁道地址编码成葛莱码地址，使任何两个相邻磁道的编码地址仅由于单独位位置而彼此不同。用这种方法可在磁头读两个磁道时，使译码地址以后非单值性变成一个磁道，而一个磁道的差错在查找时是允许的。
按照一种已知的技术，把各个数据磁道都分成多个扇区。每个扇区都包括一个标题段，后面有一个数据段。标题段通常可以包括一个DC擦除字段，一个前置字段，一个标题同步字符，一个磁道地址字段(粗伺服信息)，和一个伺服脉冲串字段(精伺服信息)。数据段通常可以包括另一个前置字段，一个数据同步字符，一个用户数据块，和一些纠错字节。在这个实例中，标题段是用与数据段相同的数据速率记录地，并把通过一个磁盘驱动器中单独读通道结构进行的同步峰值检测，用于读标题段和数据段中的信息。在授予Leis等人的共同转让美国专利No.5,036,408中有这种方法的一个实例，该专利题为“高效磁盘格式和同步系统”，在此编入它的公开供参考。
另一已知技术是使用同轴数据磁道的径向区或带，每个区都有与区盘半径有关的数据传送速率。在这个实例中，用一系列的径向延伸嵌入伺服扇区来隔离数据区，这些伺服扇区是厂家用伺服信息以单独的数据传送速率记录的。一个伺服数据恢复电路从数据传感器经过各扇区时读出的信息中，异步地(即，未对输入伺服数据锁相)恢复一个伺服地址标记，一个磁道号和精细位置信息。伺服恢复电路是与用于用户数据信息峰值检测的阅读通道电子电路相分离的。在授予Moon等人的题为“用于带有数字嵌入扇区伺服的磁盘驱动器的伺服数据恢复电路”的一共同转让美国专利No.5,420,730中描述这个实例，在此编入它的公开供参考。
一个一直限制磁记录应用峰值检测技术中数据存储密度的因素是，在通量变化增加到互相接近时发生的符号间干扰。一种既能提高磁记录中通量密度又能准确读出所记录数据的技术是采用同步抽样数据检测。这种技术通常叫作“部分响应的最大似然率”(PRML)信号传输法，它以增加电路的复杂性为代价，提供某些改进的数据存储密度；它包括在信号流的模拟侧或数字侧或两侧快速地模拟数字转换处理和通道均衡化。在授与Abbott等人的题为“使用段伺服的PRML同步抽样数据检测和异步检测的磁盘驱动器”的共同转让美国专利No.5,345,342中，给出使用PRML的磁盘驱动器的一个实例，在此编入它的公开供参考。在这个专利中描述的方法使同步抽样数据检测通道内的专门电路，能够在以恒定伺服数据速率记录的嵌入伺服扇区中异步地检测其磁道数值；而用户数据速率由于径向数据区横过记录盘而是不同的。伺服脉冲串是使用常规峰值检测和抽样与保持技术来阅读和处理的。
在一个以后授与Fisher的题为“PRML抽样数据通道同步伺服检测器”的共同转让美国专利No.5,384,671中，载有由上述Abbott等人专利提出的关于异步伺服抽样技术的改进，在此编入它的公开供参考。在这种方法中，一个同步抽样数据检测系统的计时回路是锁相于伺服信息的，而包括磁道地址和精细位置信息的伺服信息是同步地抽样和译码的。在这种方法中，伺服前置字段是按照常规的1/4T正弦波模式记录的，它相当于一个峰值检测通道中的2T模式(T代表一个单位抽样单元或间隔)。
已知维特比检测器可用于同步抽样数据检测通道内。在授与Nguyen的题为“用于PRML IV类抽样数据检测的具有可调检测阈的维特比检测器”的共同转让美国专利No.5,341,387中，提供关于维特比检测器的一个实例，在此编入它的公开供参考。
虽然这些先有方法在一定时期工作良好，但由于每单位尺寸磁盘的数据存储容量和数据传送速率增加，直接导致而至今未解决改进磁盘驱动器磁头伺服格式、结构和方法的需求问题。
本发明之总目的在于提供改进和简化的方法、设备和数据格式，以便在具有部分响应的最大似然率的同步抽样数据检测通道的磁盘驱动器中，寻址数据磁道。
本发明之另一目的在于提供一种伺服格式和设备，用于不需要分隔峰值检测硬件的PRML磁盘驱动器。
本发明之又一目的在于提供一种PRML磁盘驱动器中的简化地址译码方法和设备。
本发明之又一目的在于提供一种高效伺服地址格式，它使更高的代码速率、更少的单元时间和更小的冗余能够用于，在PRML磁盘驱动器内同步抽样和检测的嵌入伺服扇区。
在本发明的一个方面，磁盘驱动器包括至少一个旋转数据存储盘，它具有一个确定一些记录磁道的主表面，这些磁道由一些窄伺服辐条分成一些数据扇区。磁道的各个数据扇区是用按照一个有预定距离的代码来编码的用户数据和用户数据代码速率来记录的。各个伺服辐条具有至少一个伺服信息字段，该字段以等于用户数据代码速率四分之一的伺服代码速率按照一种宽双相模式来编码。在本发明的这个方面，一种同步抽样数据检测通道包括：
一个由在记录磁道上方的伺服控制致动器定位的数据传感磁头；
一个用于从至少存在于伺服信息段的通量变化中接收由数据传感磁头磁感应出的电模拟信号的前置放大器；
一个用于同步地抽取电模拟信号以产生数字样品的数字取样器；和
一个为了从同步抽样数据检测通道中接收数字样品而耦合的维特比检测器，以便按照一个最大似然率伺服数据序列来译码所编码的宽双相模式。
维特比检测器可能包括一个差分量度检测器或一个树搜索检测器。
同步抽样数据检测通道可以包括一个调节到一个部分响应的IV类目标频谱的有限脉冲响应滤波器；在这个实例中，维特比检测器被连接成可从有限脉冲响应滤波器的输出中接收均衡化的数字样品。
另外，同步抽样数据检测通道可以包括一个有限脉冲响应滤波器，用于根据一个1-D2脉冲响应(部分响应，IV类)(D表示一个一位单元延迟)来筛选数字样品；和一个在有限脉冲响应滤波器下游连接的1+D滤波器以便提供按照一个1+D-D2-D3脉冲响应(EPR4)来筛选的数字样品。在这个实例中，维特比检测器被连接成可从1+D滤波器的输出中接收EPR4均衡化的宽双相样品。
在多个伺服信息字段中记录的宽双相磁铁模式可以被安排成：对一个二进制0信息值是--++磁铁模式，和对一个二进制1信息值是--++磁铁模式。
在每个伺服辐条内可以提供多个伺服信息字段，并且字段之一可以包含一个伺服地址标记模式，例如一个用于标记伺服信息块开始的9符号字000100101(二进制)。至少一个伺服信息字段可以包含一个预定位长度的葛莱编码磁道号二进制模式。这种模式首先被译码成一个宽双相代码，然后被译码成一个葛莱代码。磁道号二进制模式可以包括一个奇偶性符号；并且在这种情况下，通道可以包括用于接收译码磁道号二进制模式和检验奇偶性符号的电路。
在本发明的一个相关方面，伺服信息字段可以包含两个预定位长度的磁道号二进制模式，从而有一个磁道的第一磁道号地址，和一个与该磁道相邻的磁道的第二磁道号地址。在一种优选格式中，用伸入第二磁道的一半磁道偏移量来记录第二磁道号。作为本发明的又一个相关方面，一个伺服信息字段还可以包括一个纠错代码字段，该字段保持针对第一和第二磁道号计算的纠错值；在这种安排下，通道包括一个纠错代码译码和纠正电路，用于译码、核对和纠正第一和第二磁道号的译码值。
研究结合附图介绍的一个最佳实施例的如下详细描述，会更充分地了解和理解本发明的这些和另一些目的，优点，方面和特点。
在附图中：
图1是一个提供PR4和EPR4目标的磁盘驱动器读通道的方块图。
图2是一个磁盘驱动器中磁盘的记录表面的示意图。
图3说明一个记录于磁盘的磁道上的伺服扇区上的信号。
图4是伺服扇区的诸字段的方块图。
图5A是一个来自单独写电流脉冲的磁记录的模拟信号响应的曲线图，其中通道已被均衡化成EPR4目标频谱。
图5B是一个对例如一个二进制1(“--++”)宽双相写电流序列的模拟信号响应的曲线图。
图5C是一个对例如一个二进制0(“++--”)宽双相写电流序列的模拟信号响应的曲线图。
图5D是一个对例如二进制100序列(”--++++--++--”)之类的宽双相序列的模拟信号响应的曲线图。
图6A说明没有径向干扰的磁道号的第一伺服扇区布置。
图6B说明没有径向干扰的磁道号的第二伺服扇区布置。
图7是一个带有高亮度化的一些宽双相路径的PR4通道的格子图。
图8A是一个带有4个同时抽取样品的宽双相PR4通道的格子图。
图8B是图8A的简化。
图9是一个用于宽双相代码的差分量度维特比检测器的方块图。
图10是一个用于宽双相代码的树状查找维特比检测器的方块图。
图11是一个带有一些高亮度化的宽双相路径的EPR4通道的格子图。
图12A是一个带有4个同时抽取样品的宽双相EPR4通道的格子图。
图12B是一个图12A图的简化图。
图13A-13E是说明伺服脉冲串格式的图。
图14A-14B是伺服脉冲串检测器的方块图。
转向图1，磁盘驱动器10装有一个可编程和自适应PR4，ML读通道。磁盘驱动器10可以是多个实施例之一，例如在授与Abbott等人的题为“使用有数字自适应均衡化的PRML IV类抽样数据检测的磁盘驱动器”的共同转让美国专利No.5,341,249中，公开过这种实施例，在此编入它的公开供参考(这个专利就是Abbott等人美国专利号5,345,342中的专利，参考以上所述)。
驱动器10包括至少一个数据存储盘16。和常规的情况一样，按照一种在各磁盘16的盘面上方的“浮动”关系结合一个数据传感磁头26，例如一个磁阻磁头。根据在旋转磁盘16的各存储表面上确定的多个同轴数据存储磁道71中的一些选择磁道，定位磁头26，如图2所示。
例如按照一般转让的美国专利No.5,170,299中描述的在此编入其公开供参考用的方法，用一个在磁盘16的选择数据存储表面上的伺服记录器来写入嵌入的伺服模式，如图2所示。
在读出期间，当磁头26在极接近所选择数据磁道71上方处浮动时，把由磁头26传感的通量变化用一个阅读前置放大器电路28来预放大。然后把经预放大的模拟信号(或“读出信号”)送入一个模拟可变增益放大器(VGA)38中。在受控的放大以后，再把读出的信号通过一个可编程模拟滤波器/均衡器级40。
编制模拟滤波器/均衡器40的程序，使它对于一个传感磁头26正在其中读出数据的所选数据区70的数据传送速率是最佳化的。然后使均衡化的模拟读出信号在一个高速模拟-数字(A/D)转换器46之内经受抽样和量化；当同步于用户数据时，就生成至少5位分辨率的原始数据样品{x(K)}。
一个自适应数字FIR滤波器48使用一些自适应滤波器系数去按照所期望PR4通道响应特征来筛选和调整原始数据样品{x(K)}，以产生经筛选和调整的样品{y(K)}。然后使来自FIR滤波器48的带通滤波和调整的数据样品{y(K)}经过一个数据总线路径49到达一个维特比检测器(未示出)，该检测器用PR4目标检测用户数据。在这些使用PR4和EPR4目标的实施例中，来自FIR滤波器48的滤波和调整样品{y(K)}还通过一个1+D滤波器50，滤波器50的输出路径51提供滤波到EPR4通道响应特性的信号。(如果只期望一个EPR4目标，就直接用适当的系数编制FIR滤波器48的程序，而不需要1+D滤波器50)。
在磁盘驱动器10内还装有一个伺服发动机32，后者按照译码宽双相伺服信息值而导出一些用于例如控制一个旋转音圈磁头定位器结构30的磁头位置控制和校正值，以及一些按照本发明的原理译码的脉冲串值。
在具有一个时钟位时间周期T的数据抽样速率下，抽取包括原始数据样品{x(K)}和滤波后样品{y(K)}在内的样品。这个时间T相当于在抽样速率下的一个“位单元”，或者更简单地说，一个“单元”。一个计时回路44可以接收例如路径49上的PR4目标样品，并且由模拟-数字A/D转换器46在期望抽样部位使抽样同步和量化。同样，一个增益回路36可以例如根据路径49上的PR4目标样品来控制VGA38。在参考文献Abbott等人美国专利号5,345,342中描述了计时和增益回路。还可以提供一个DC补偿控制回路37，以便根据PR4目标样品来调节用于DC补偿的补偿放大器93。在授与Ziperovich的题为“实时DC补偿控制及相关方法”的共同转让美国专利No.5,459,679中，描述典型的DC补偿回路，在此编入它的公开供参考。
如图2所示，一个存储盘16的典型数据存储表面具有多重同轴数据磁道71，在一个内接合区域LZ与一个径向最外周边数据磁道区70-1之间的多个数据记录区70中，最好安排磁道71。在所述实例中，按照安排成例如9个数据区来示出数据磁道；9个区例如包括最外区70-1，和径向向内的诸区70-2.70-3.70-4.70-5.70-6.70-7.70-8和70-9。实际上，现在优选多个区。每个数据区都具有一个选择的位传送速率，使特定半径区的区域变化域密度最佳化。
图2还描述一系列径向延伸嵌入伺服扇区或“辐条”68，它们是按盘16周线等间隔的。用图3方法概述，举例来说，各伺服扇区68基本上包括沿周向交错的径向补偿伺服脉串的一个伺服前置字段68A，一个伺服标识字段68B和一个字段68C。在本实例中，虽然每磁道的数据扇区的数目是从数据区到数据区地变化的，但例如每磁道的嵌入伺服扇区68的数目仍然在整个盘16的表面区内是恒定的。
最好在工厂用常规伺服写入设备按照单独数据单元速率和从磁道到磁道的相位相关性，来记录伺服扇区68。在共同转让的美国专利No.4,920,442中描述一种激光伺服记录器以及适用于伺服记录器的磁头臂夹具，在此编入它的公开供参考。另外，用区域化的数据单元速率写入诸伺服扇区，如共同转让的美国专利No.5,384,671所示，已如上所述。
转到图4，举例来说，每个伺服扇区68或“辐条”都有一个嵌入伺服信息的伺服标识字段，如图所示。在基本上没有转换或有几个转换的盘上一个清洁区中，有一个尺寸例如为40个单元(在图4中用时间“40T”表示)的任选DC擦除字段731，它能够用于标志伺服扇区68的开始。可以按照一种期望长度的2T重复模式，例如“--++--++--++”，写入一个例如其尺寸为160个单元的前置同步信号字段732。由计时和增益回路使用前置同步信号字段732，以便相对于输入模拟信号而建立正确的增益和锁相，从而由模拟-数字转换器46控制抽样量化。任选DC擦除字段731和前置同步信号字段732共同构成图3的前置字段68A。
一个伺服地址标记733用于重置成帧时钟。其后面是例如磁道号的三个最低有效位(LSB)。虽然应该提供至少一位信息，使旋转位置可以确定，但全辐条号735是任选的。至少记录一次整个磁道号736。磁头号(未示出)也可作为伺服地址信息的一部分来记录。伺服地址标记733、LSB字段734和全辐条号字段735共同构成图3的伺服标识字段68B。
在地址信息后面，记录伺服脉冲串737，它们用于确定相对于磁道中心的磁头位置，如下面所述。此后给出各种伺服模式的实例。字段737中这些模式与图3的字段68C有关。伺服段68的一些或全部字段的长度可以是可编程尺寸的。在那些描述过的字段之中或之后，也可以记录信息的其他字段。
现在我们转向描述宽双相编码，举例来说，它们可以用于一些或全部的伺服扇区68的数字数据存储字段，例如伺服地址标记733，LSB字段734，辐条号字段735和磁道号字段736。在写入数字数据时，以一个未编码的位(即一个0或一个1)开始，它被看成是一个符号。通过向一个单元指定一个或多个正负号或一些磁铁(+或-)的编码，在磁盘上记录一些符号。(有些歧义，正负号也可以看成是0或1)。在双相代码中，使用两种正负号，并且各符号可以编码如下：
1-＞+-
0-＞-+我们用代码速率1/4定义一个宽双相(WBP)代码如下：
0-＞++--
1-＞--++
DC擦除字段731应该没有通量变化，不能被WBP编码。
对PLL和AGC锁，前同步信号字段732可以用例如40或一个可编程的WBP符号‘1”的号(或者单元“--++”)进行WBP编码。
伺服地址标记(“SAM”)733可以是一个按照标记一个伺服块开始的WBP编码的9符号字‘000100101’。这个SAM具有一种性质：全部移位(自动相关)是至少在5个位置上不一致的，从而容许2个独立的错误而不丧失同步性。当附加到刚才描述的前同步信号字段732上时，序列看起来象‘…1111111000100101’。这是一个修正的Barker序列。
磁道号736可以是一个14符号地址或更大的地址，首先用一个正规葛莱代码(用代码速率＝1)把它编码，然后可以添加一个奇偶性符号。其结果是WBP编码的。奇偶性符号，如果有的话，不能在查找时间使用，只能在阅读时间使用，以检测单独的错误。葛莱编码用于在阅读磁头26在查找时间处于磁道之间时且同时阅读两个相邻磁道地址时，避免大的错误。
在另一种伺服扇区布置中，在每个伺服扇区68中写两次磁道地址(磁道号)，并且成对的磁道地址是彼此不同的。在图6A中，先写入奇数磁道地址(A1，A3，A5，A7)，后写入偶数磁道地址(A2，A4，A6，A8)，如图中按径向列所示。在图6B中，第二列记录与第一列相同的磁道号，但第二列用一种半磁道偏移法来记录。在两种格式中，读磁头26的每个位置能够阅读两列的至少一列中的一个地址，而没有来自相邻磁道的干扰。由于这个缘故，就不需要葛莱编码，并且可把ECC字段附加到各个地址上，如所示。在第一种格式(图6A)中，不定性是一个磁道；在第二种格式(图6B)中，不定性是半个磁道。在查找中，人们可以识别一个要用来自有两个磁道周期的伺服脉冲串的位置误差信号来阅读的列。对这种应用，应靠近磁道地址定位伺服脉冲串，使阅读磁头26的径向位置在磁头阅读伺服脉冲串时和在磁头阅读磁道地址时没有明显的变化。
有PR4目标的WBP代码的维特比检测器
在自适应FIR滤波器48的路径49的输出是一个PR4(IV类部分响应)目标，它具有1-D2的脉冲响应，D代表一个位单元迟延。如图7所示，描述PR4目标所需的状态数是4。图7示出PR4目标的维特比检测器格子图，图中实线表示WBP路径，虚线表示非WBP路径。全部路径都是有效的PR4路径。在格子上，各个WBP路径都用‘±/W’形式的表示法标记，其‘+’或‘-’表示磁盘上的磁化(在单元中写入的)，‘W’表示在维特比检测器输入处的波形样品。图7示出检测器的4个时间阶段，从在时间K-1开始检测WBP编码符号的起始状态，到在时间K+3结束为止。磁铁‘-’也表示成一个‘0’，磁铁‘+’表示成‘1’。这样，例如状态00(标号80)表示，前两个单元被读成‘--’。
转向格子，如果检测器在时间K-1处于标号80的00状态，并且下一个样品值是1，则检测器在时间K转到标号81的01状态。这个在时间K-1的分支的磁铁(或等效地，写电流)是‘+’，这是来自00状态的‘-’的转移，会理想地导致样品值为1。同样，如果检测器在时间K-1处于标号83的状态11，并且在时间K的样品值是-1，则检测器在时间K转到标号82的状态10。这个在时间K-1分支的磁铁是‘-’，这是一个来自11状态的‘+’的负转移，会理想地导致样品值为-1。
应当指出，因为各个WBP符号占据4个单元，故必须知道各个WBP符号的开始和结束，才能操作检测器。这种4单元同步叫作块(chunk)同步。
在实现块同步以后，能够使格子一次更新4个样品，它们只有两个原始格子状态：00和11。因此，4状态维特比检测器能够简化成两个状态，如图8A中分别用标号80和83所示。在图8A中，只用每个分支给出检测器输入的样品值。应当指出，每个所示样品都是重复两次。这样，通过取每两个输入样品的平均值，然后以半个时钟速率处理所得的流，就可简化诸格子。在简化的格子中，如图8B所示，块以时间K-1，K+1和K+3开始(由于状态简化，故时间轴K已被增大两倍)。
一个第一维特比检测器，我们称它为差分度量检测器，用于有PR4目标的代码；现在依照图8B所示的状态和转移来描述它。令a0(K-1)描述在时间K-1的存活路径的状态，它在时间K+1
以状态0结束。令a1(K-1)描述在时间K-1的存活路径的状态，它在时间K+1
以状态1结束。令y(K)表示在平均以后，例如在时间K在输出路径49以FIR滤波
器48接收的两个样品的平均以后，所接收的噪声样品。令m0(K)描述在时间K的状态0的路径度量。令m1(K)描述在时间K的状态1的路径度量。令m(K)＝m0(K)-m1(K)。这是差分度量。
可以把用于差分度量检测器的译码算法按照伪代码表达如下：
如果(m(K-1)-2y(K)＞1)则
{m(K-1)＝4y(K+1)-2y(K)-1；
a0(K-1)＝a1(K-1)＝1；
/*两个路径合并成状态1*/
}
否则如果(m(K-1)-2y(K)＜-1)则
{m(K+1)＝4y(K+1)-2y(K)+1；
a0(K-1)＝a1(K-1)＝0；
/*两个路径合并成状态0*/
}
否则
{m(K+1)＝-m(K-1)+4y(K+1)；
a0(K-1)＝1；
a1(K-1)＝0
/*路径不合并*/
}
图9是一个说明用于WBP代码的差分度量维特比检测器实施的方块图。方块84计算a＝m(K-1)-2y(K)。在方块85，对x和y计算两个逻辑值0和1(分别为假和真)如下：x＝a＞1，和y＝a＜-1。方块85还计算值a0(K+1)和a1(K+1)，它们是在时间K+1存活路径的状态，它们分别在时间K+3结束于状态0和1。把这些值供给一个存活存储器86，按图8所示进行计算，即：
a0(K+1)＝NOTy，和
a1(K+1)＝x
方块86执行一个标准维特比检测器存活存储，它的输出86a是检测器的输出。选择存活存储的深度，以满足检测器的性能要求；对在此所述的应用来说，一个至少为1的深度通常是足够的。
在方块87，计算一个在差分度量计算应用中的Z值如下：
如果(x，y)＝＝(1，0)，则z＝-2y(K)-1；
如果(x，y)＝＝(0，1)，则z＝-2y(K)+1；
否则 z＝-m(K-1)
方块88用这计算值z输出m(K+1)，其计算如下：
m(K+1)＝4y(K+1)+z
在寄存器89中用4T(一个WBP符号时间)来延迟这个输出88a，而寄存器的输出89a是输到方块87的输入值m(K-1)。(这个在K＝0的m(K-1)的初始值是0)
一个第二维特比检测器，我们把它叫作树搜索检测器，用于WBP代码；现在依照图8B所示的状态和转移来描述它。必须强制树搜索检测器以初始状态开始，因为假定两个存活路径在时间K-1合并。然后从下述诸项检测在时间K+1的存活路径：
a(K-1)，它表示在时间K-1的合并存活路径；和y(K)，y(K
+1)，y(K+2)和y(K+3)，它们是例如在FIR滤波器48的输
出49产生的均衡化和平均化样品。
在伺服扇区字段方面，以一个已知状态启动树搜索检测器的要求是适当的，因为可以例如用一个已知字段，例如前置同步信号字段732来人工转移状态。
树搜索检测器的译码算法可以用伪代码表达如下：
metric1＝y(K)-2y(K+1)+y(K+2)
metric2＝y(K)-2y(K+1)+2y(K+3)；
若(a(K-1)＝＝0)，则
a(K+1)＝(metric1＜0)或
((metric1＜1)和(metric2＜0.5))
否则
a(K+1)＝(metric1＜-1)或
((metric1＜0)和(metric2＜-0.5))；
如上所述，在这些计算中，一个逻辑假是一个算术0，和一个逻辑真是一个算术1。
图10是一个用于WBP代码的树搜索维特比检测器实施的方块图。方块91和92按照上述定义分别计算metric1和metric2。在输入端90a和90b，方块90分别接收样品y(K+1)和y(K)，并且由它们计算y(K)-2y(K+1)。这是在方块91的输入端91b和方块92的输入端92a提供的。在输入端91a，方块91还接收样品y(K+1)；在输入端92b，方块92还接收样品y(K+3)。在路径91c，把Metric1输出到方块93。在路径92c，把Metric2输出到方块93。方块93按照上述伪代码的陈述，从metric1、metric2和a(K-1)计算a(K+1)，并且在路径93a输出它。把方块93的输出93a输入到一个4T延迟寄存器94，寄存器94在路径94a把a(K-1)供给方块93。
具有EPR4目标的WBP的维特比检测器
转向图11，我们研究检测被WBP编码的EPR4目标的一个维特比检测器的实施。EPR4目标具有1+D-D2-D3的脉冲响应。描述EPR4目标所需的状态数是8。图11是一个具有高亮度化宽双相路径的EPR4通道的格子图。这图类似于图6所示PR4通道的图，不同处在于有8个状态和5个可能的样品输入：-4，-2，0，2，和4。
转到图12A，在实现块同步以后，能使EPR4格子一次更新4个样品，原始格子只有两个状态。在图12A中，把原始状态100和011更名为0和1，并且在分支上只示出在维特比检测器输入端的样品值。通过用2除输入样品值，可以进一步简化格子图，如图12B所示。
如同图8B的简化格子图的情况一样，现在我们根据图12B描述用于具有EPR4目标的WBP代码的两个维特比检测器。
第一个检测器是一个差分度量检测器，基本上类似于结合图9描述的差分度量检测器。令a0(K-1)描述在时间K-1的存活路径的状态，它在时间K+3
以状态0结束。令a1(K-1)描述在时间K-1的存活路径的状态，它在时间K+3
以状态1结束。令y(K)表示所接收的噪声样品，例如在定标理想值-2，-1，0，1和
2以后在时间K在输出路径49从FIR滤波器48接收的两
个样品的平均值。令m0(K)描述在时间K的状态0的路径度量。令m1(K)描述在时间K的状态1的路径度量。令m(K)＝m0(K)-m1(K)。这是差分度量。
可以用一种伪代码把用于差分度量检测器的译码算法表达如下：
thr(K-1)＝m(K-1)-2y(K-1)-4y(K-2)+2y(K-3)；
若(thr(K-1)＞2)，则
{m(K+3)＝8y(K)+2y(K-1)-4y(K-2)-2y(K-3)-2；
a0(K-1)＝a1(K-1)＝1；
/*两个路径合并为状态1*/
}
否则若(thr(K-1)＜-2)，则
{m(K+3)＝8y(K)+2y(K-1)-4y(K-2)-2y(K-3)+2；
a0(K-1)＝a1(K-1)＝0；
/*两个路径合并为状态0*/
否则
{m(K+3)＝-m(K-1)+8y(K)+4y(K-1)-4y(K-3)；
a0(K-1)＝1；
a1(K-1)＝0
/*诸路径不合并*/
}
如同具有PR4目标的WBP的差分度量维特比检测器一样，对上述的应用来说，存活存储深度为3通常是足够的。
现在描述具有EPR4的WBP代码的第二种树搜索维特比检测器。在描述树搜索检测器时，假定两相存活路径在时间K-1合并。然后从下列诸项检测在时间K+3的存活路径：
a(K-1)，描述在时间K-1的合并存活路径；和y(K)，y(K-
1)…y(K-7)，它们是例如按照1+D滤波器50的输出产生的
均衡化和平均化样品。
可以用一种伪代码把用于树搜索检测器的译码算法表达如下：
metric1＝2y(K-1)+4y(K-2)-2y(K-3)-8y(K-4)
-2y(K-5)+4y(K-6)+2y(K-7)；
metric2＝8y(K)-4y(K-1)+4y(K-3)-8y(K-4)
-2y(K-5)+4y(K-6)+2y(K-7)；
若(a(K-1)＝＝0)，则
a(K+3)＝{metric1＜0)或
((metric1＜4)和(metric2＜2))
否则
a(K-3)＝(metric1＜-4)或
((metric1＜0)和(metric2＜-2))；
如同具有PR4目标的WBP的树搜索检测器的情况一样，这种用于EPR4目标的检测器没有存活存储器。
转到图1，一个用于具有EPR4目标的WBP代码的PRML检测的维特比检测器60，能够用来检测伺服扇区中的全部WBP编码数字信息，例如磁道号，磁头号和扇区号。维特比检测器60可以是一个差分度量检测器或一个树搜索检测器，如上面结合图11、12A和12B所述，或者一个常规的维特比检测器。另外，可以用一个具有PR4目标的WBP代码的维特比检测器，例如在上面结合图7、8A、8B、9和10所述的差分度量检测器或树搜索检测器，或者用一个常规的维特比检测器，译码伺服段中的WBP编码数据，以取代EPR4检测器。
在图1中，一个数字伺服脉冲串检测器54也从1+D滤波器50接收EPR4目标输出信号。另外，脉冲串54可以从FIR滤波器48接收一个PR4目标，在此采用能够以一个PR4目标检测的脉冲串格式。
转到图13A-13E，描述5种伺服脉冲串格式。用TK0、TK1、TK2和TK3表示数据磁道的中心。用一种两个磁道的周期重复各种格式中的脉冲串。在图13A中示意地说明第一格式，我们把它叫作I型格式，即全磁道脉冲串。I型脉冲串A、B、和C(以及任选地D)被写成数据磁道宽度。因为写磁头小于这个宽度，故至少用两次传送来写脉冲串，并且在各个脉冲串内至少有一个擦除带(示示出)。例如在脉冲串A与脉冲串C之间还有一个擦除带(未示出)，它是沿着TK1伸展的。
在图13B中示意地说明第二种格式，我们把它叫作II型格式，即窄脉冲串。在这种格式中，每个脉冲串E、F、G和H都只写一次；因而在脉冲串内没有擦除带。在径向相邻脉冲串(例如E和F)之间的距离是磁道宽度的一半。写磁头通常超过这一宽度，因此各个脉冲串通常会伸过一个磁道中心。
在I型和II型格式中，脉冲串本身通常是恒定频率和振幅的正弦波。
在图13C中示意地说明第三种格式，我们把它叫作对映格式。在这种格式中，写入脉冲串--J，K，L，和M--，以填充例如在I型格式(图13A)中A与B脉冲串之间的剩下空白空间。用一种相对(或相映)极性的正弦波形充填未记录的区域。因此，如果脉冲串J中的信号是sin(x)，则脉冲串K中的信号是-sin(x)。在脉冲串L和M中波形相当于脉冲串J和K的波形。
同I型和II型的情况不同，在对映格式中相位信息是重要的。这样，在阅读这种脉冲串格式时，就锁定PLL，以便不“校正”相位信息。由于同样的原因，这种格式会遭受由脉冲串内擦除带引起的误差，径向相位非连续性，和累积相位误差。为了使磁盘驱动器可以限制这些误差的影响，可以在脉冲串本身的前面记录一个任选再同步模式(未示出)。
在图13D中示意地说明第四种格式，我们把它叫作压缩格式。这种格式在形式象I型，不同处在于，情况与其他格式不同，在压缩格式中，伺服信息被写在辐条磁道SPOKE TK0，SPOKE TK1，SPOKE TK2，和SPOKE TK3上，这些磁道不相当于数据磁道，在此数据磁道被表示成DATA TK0，DATA TK1，和DATA TK2。每个脉冲串P、Q和R都只写一次；因此在脉冲串内没有擦除带，并且脉冲串仍然是伺服磁道的全宽度。应当指出，用这种格式跟踪一个奇数数据通道，例如磁道DATA TK1时，磁盘驱动器不会跟随一个伺服磁道中心。事实上，磁头会准确而理想地置于两个伺服磁道之间；并且当跟踪例如数据磁道DATA TK1时，在从辐条磁道SPOKETK1和SPOKE TK2接收的诸葛莱编码号之间的磁道号歧义问题，必须用脉冲串格式的双磁道周期性来解决。
在图13E中示意地说明第五种格式，我们把它叫作频率格式。在这种格式中，与上述诸格式不同，脉冲串波形不全是用一个频率记录的。如同对映格式情况一样，频率格式脉冲串是横过半磁道的全径向宽度来记录的。如图14E中所示，脉冲串S、T、U和V的径向序列是以角频率w1和w2按照正弦波记录的，从而使脉冲串的序列形式为：S是sinw1t；T是sintw2；U是-sinw1t；和V是-sinw2t。两个频率必须不同，且应选成没有相交谐波。
转到图14A-14B，脉冲串检测器54需用取决于用来记录伺服脉冲串的格式的不同形式。转到图14A，脉冲串检测器541用于同步格式，例如对映格式和频率格式。乘法器542用一种正弦波0-10来倍增EPR4样品波形。用一个加法器543把结果累积于寄存器544中。来自寄存器544的检测器输出代表，由两个径向相邻脉冲串，例如图13C的脉冲串K和J产生的带符号的(总)复合信号的正弦波振幅。这个输出在阅读磁头准确处于两个脉冲串之间和例如磁道TK1之上时，理论上为零。
转到图14B，脉冲串检测器55使用不同步的脉冲串格式，例如I型，II型，和压缩格式。脉冲检测器55通过用两个正交的有90°相位偏移的正弦波倍增EPR4样品波形，计算脉冲串信号的一个相位振幅矢量；第一个正弦波10-10用于乘法器551、加法器552和累积寄存器553；第二个正交的正弦波0-10用于乘法器554，加法器555，和累积寄存器556。这种处理的结果是一个相位振幅矢量，其实部在寄存器553中，其虚部在寄存器556中。当已读出脉冲串时，对于相位振幅矢量，用电路557求实部的平方而用电路558求虚部的平方，再用加法器559求和，最后用电路560求平方根，来计算脉冲串的能量。这计算的能量可估计在脉冲串与阅读磁头之间的重叠度，并在以后用于估计磁头相对于重复两个磁道脉冲串模式的位置。(应当指出，在所考虑的不同步的I型、II型和压缩脉冲串格式中，没有两个脉冲串是径向相邻的，故脉冲串检测器一次只有一个脉冲串要处理。)
现在描述另外两种替代的用于频率格式的脉冲串检测器。其中第一种替代的检测器是按照图14A所示的成对的脉冲串检测器541来工作的。输入到这对检测器中第一个检测器的正弦波具有一个输入到乘法器542的具有w1角频率的正弦波；输入到第二个检测器的乘法器542的正弦波具有w2的角频率。各个检测器的输出都是在相应角频率下的脉冲串信号的带符号的振幅，并且比较这些带符号的振幅，以估计阅读磁头的位置。
用于频率格式的第二种替代的脉冲串检测器，与刚才描述的第一种替代的检测器不同，它对径向相位不连续性和相位差错是不敏感的。第二种替代检测器重复在图14B中所示的脉冲检测器55对的操作。输入到成对检测器中第一个检测器中的乘法器551和554的正弦波，具有w1的角频率；用于第二个检测器的乘法器551和554的正弦波输入具有w2的角频率。两个检测器都估计在相应频率下的脉冲串信号的带符号的振幅，比较这两个检测器的输出，以估计阅读磁头的位置。
在参考文献美国专利申请系列号08/320,540中描述又一种替代的脉冲串检测器以及相关的同步伺服脉冲串模式；该专利由Fish-er等人提供，1994年10月12日归档，题为“用于磁盘驱动器中精确磁头位置的并行伺服脉冲串的同步检测”，在此编入它的公开供参考。
在这描述本发明的优选实施例之后，现在会了解，已完全实现本发明的目的；并且熟悉本专业的技术人员会了解，结构上的许多变更和本发明的大量不相同的实施例和应用是不言自明的，而不违背本发明的精神与范围。这里的公开和描述纯属说明性的，并且无论如何不应受此限制。