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1、(10)申请公布号 CN 103841734 A (43)申请公布日 2014.06.04 CN 103841734 A (21)申请号 201410120650.X (22)申请日 2014.03.28 H05B 37/02(2006.01) (71)申请人 绍兴光大芯业微电子有限公司 地址 312000 浙江省绍兴市天姥路 13 号 (72)发明人 田剑彪 张亮 孙菊根 朱振东 (74)专利代理机构 上海智信专利代理有限公司 31002 代理人 王洁 (54) 发明名称 实现改善总谐波失真的驱动电路结构 (57) 摘要 本发明涉及一种实现改善总谐波失真的驱动 电路结构， 其中包括控制电路，。
2、 所述的控制电路包 括 ： 过零检测模块、 RS 锁存器、 输出驱动模块、 比 较器、 斜坡产生模块、 乘法器 ； 误差放大模块， 输 出端连接所述的乘法器的第二输入端 ； 电流估算 模块， 电流估算模块的输出端连接所述的误差放 大模块的输入端， 所述的电流估算模块的输入端 输入负载峰值电流采样信号。采用该种实现改善 总谐波失真的驱动电路结构， 利用比较器判定斜 坡产生模块输出电压超过误差放大器输出信号与 输入线电压采样信号的乘积后关断外部功率管， 同时在电感电流过零时刻控制功率管开启， 从而 实现对整个驱动电路输入电流的正弦化调制， 达 到减小总谐波失真的目的， 具有更广泛的应用范 围。 (。
3、51)Int.Cl. 权利要求书 2 页 说明书 6 页 附图 4 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书2页 说明书6页 附图4页 (10)申请公布号 CN 103841734 A CN 103841734 A 1/2 页 2 1. 一种实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的电路结构包括控制 电路， 所述的控制电路包括 ： 过零检测模块， 所述的过零检测模块的输入端输入环路电压采样信号 ； RS 锁存器， 所述的 RS 锁存器的 S 端连接所述的过零检测模块的输出端 ； 输出驱动模块， 用以输出负载的驱动信号， 所述的输出驱动模块的输入端。
4、连接所述的 RS 锁存器的输出端 ； 比较器， 所述的比较器的输出端连接所述的 RS 锁存器的 R 端 ； 斜坡产生模块， 所述的斜坡产生电路的输出端连接所述的比较器的正向输入端 ； 乘法器， 所述的乘法器的输出端连接所述的比较器的反向输入端， 所述的乘法器的第 一输入端输入驱动电路总输入电压与总输出电压差值采样信号 ； 误差放大模块， 所述的误差放大模块的输出端连接所述的乘法器的第二输入端 ； 电流估算模块， 所述的电流估算模块的输出端连接所述的误差放大模块的输入端， 所 述的电流估算模块的输入端输入负载峰值电流采样信号。 2. 根据权利要求 1 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其。
5、特征在于， 所述的 斜坡产生模块的输入端连接所述的 RS 锁存器的输出端。 3. 根据权利要求 2 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的 斜坡产生模块包括恒流源、 第四电容、 反相器和第二功率管， 所述的第四电容的一端连接所 述的恒流源， 所述的第四电容的另一端接地， 所述的反相器的输入端连接所述的 RS 锁存器 的输出端， 所述的反相器的输出端连接所述的第二功率管的栅极， 所述的第二功率管连接 于所述的恒流源和接地端之间。 4. 根据权利要求 1 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的 电路结构还包括相连接的输入模块和负载输出模块， 所述的输。
6、入模块包括 AC 电压源、 桥式 整流电路和输入电容， 所述的桥式整流电路连接于所述的 AC 电压源和输入电容的第一端 之间， 所述的输入电容的第二端接地， 所述的负载输出模块包括续流二极管、 输出滤波电 容、 负载和输出电阻， 所述的输出滤波电容第一端与所述的输入电容的第一端相连接， 所述 的输出滤波电容分别与所述的输出电阻、 所述的负载和所述的续流二极管并联连接。 5. 根据权利要求 4 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的 电路结构还包括变压器和环形电压采样电路， 所述的环形电压采样电路包括第一电阻和第 二电阻， 所述的变压器的初级绕组连接于所述的输出滤波电容的。
7、第二端和所述的续流二极 管之间， 所述的变压器的次级绕组的第一端与所述的第一电阻的第一端相连接， 所述的变 压器的次级绕组的第二端接地， 所述的第一电阻的第二端分别连接所述的过零检测模块的 输入端和所述的第二电阻的第一端， 所述的第二电阻的第二端接地。 6. 根据权利要求 5 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的 电路结构还包括控制供电电路， 所述的控制供电电路包括启动电阻、 第二二极管和供电电 容， 所述的第二二极管连接于所述的供电电容的第一端和所述的次级绕组的第一端之间， 所述的启动电阻的第一端连接所述的输入电容的第一端， 所述的启动电阻的第二端分别连 接所述的供。
8、电电容的第一端和所述的控制电路的电源输入端。 7. 根据权利要求 4 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的 电路结构还包括输入与输出电压差值采样电路， 所述的输入与输出电压差值采样电路包括 权 利 要 求 书 CN 103841734 A 2 2/2 页 3 第五电阻和第六电阻， 所述的第五电阻的第一端与所述的输出滤波电容的第二端相连接， 所述的第五电阻的第二端分别与所述的第六电阻的第一端和所述的乘法器的第一输入端 相连接， 所述的第六电阻的第二端接地。 8. 根据权利要求 4 所述的实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其特征在于， 所述的 电路结构还包括第一功率管和。
9、峰值采样电阻， 所述的第一功率管的栅极与所述的输出驱动 模块的输出端相连接， 所述的第一功率管连接于所述的续流二极管和所述的峰值采样电阻 的第一端之间， 所述的峰值采样电阻的第一端与所述的电流估算模块的输入端相连接， 所 述的峰值采样电阻的第二端接地。 权 利 要 求 书 CN 103841734 A 3 1/6 页 4 实现改善总谐波失真的驱动电路结构 技术领域 0001 本发明涉及 AC/DC 电源管理领域， 尤其涉及改善驱动结构总谐波失真技术领域， 具体是指一种实现改善总谐波失真的驱动电路结构。 背景技术 0002 发光二极管 (LED) 在照明应用中， 因其具有发光效率高、 寿命长、 。
10、高亮度、 节能、 环保和坚固耐用等特点， 正作为一种新型照明电源得到越来越广泛的应用。但是由于传 统 LED 驱动电路中的非线性元件和储能元件的存在， 会使交流输入市电的输入电流波形发 生严重畸变， 产生大量的谐波电流成分， 降低功率因数， 严重污染电网， 为了满足国际标准 IEC61000-3-2 的谐波要求， 目前 25W 以上的 LED 驱动结构都要求使用有源功率因数校正 (APFC) 技术。 0003 Buck 拓扑由于成本低， 输出电压低， 能够在整个输入电压范围内保持较高效率， 因 此在非隔离应用场合具有一定的优势。传统的带 APFC 的 Buck 型 LED 驱动结构， 工作在临。
11、 界导通模式， 通过乘法器直接控制峰值电流包络， 即恒定功率管开通时间的方式， 实现功率 因数校正功能。 0004 图 1 是普遍采用的带 APFC 的 Buck 型 LED 驱动电路示意图。输入端由 AC 电压源、 桥式整流电路 100， 输入电容 C1 等模块组成。负载输出端包括续流二极管 104、 输出滤波电 容 C3、 LED 负载 107， 输出电阻 R3。变压器包含初级绕组 105， 次级绕组 103。输入与输出电 压差值采样电路由电阻 R5 和 R6 组成。控制电路 121 的供电电路包括启动电阻 R4、 二极管 102 和供电电容 C2。环路电压采样电路由电阻 R1、 R2 组。
12、成。电路还包括功率管 106 和峰值 电流采样电阻 R7。 0005 控制电路 121 包括 ： 电流估算模块 108、 误差放大模块 109、 乘法器 110、 电流峰值 比较器 111、 过零检测模块 112、 RS 锁存器 113 以及输出驱动模块 114。 0006 控制电路的过零检测模块 112 检测 FB 信号的过零点， 将输出信号 ZCD119 置高， 该 信号会将 RS 锁存器 113 的输出信号 120 置高， 再通过驱动模块 114， 打开功率管 106， 从而 开始一个开关周期。 0007 工作时， 经整流后的母线电压 101 通过 C3， R3， LED 负载 107 。
13、以及采样电阻 R5 和 R6， 得到采样信号进入控制电路 121 的 MULTI 脚， 该管脚采样到的信号 Vmult 作为乘法器 模块 110 的一个乘法因子。电流估算模块 108， 根据管脚 CS 采样到的原边信号 Vcs， 其中 Vcs=Ip*R3， 估算输出电压115， 用于表征LED电流与峰值电流采样电阻R7的乘积Io*R7。 再 由误差放大模块 109 将跟该估算输出电压 115 与内部基准 Vref 做误差放大， 输出误差信号 Vea116 作为乘法器模块 110 的另一个乘法因子。 0008 Vea G*(Io*R3-Vref) 0009 式中， G 为误差放大器 109 的增。
14、益。 0010 乘法器模块 110 的输出信号 VPRO117 作为电流峰值比较器 111 的基准， 当 CS 采样 到的原边信号 Vcs 高于 VPRO 时， 比较器输出信号 OCP118 置高， 将 RS 锁存器 113 的输出信 说 明 书 CN 103841734 A 4 2/6 页 5 号 129 清零， 最后通过驱动 114 关断功率管 106。 0011 0012 式中， m 为乘法器模块 211 的系数。 0013 最终使得变压器原边电流 Ip 的峰值包络为 : 0014 0015 整个驱动电路的输入电流为 : 0016 0017 由此可见变压器原边电流峰值包络为正弦波形， 且。
15、与 AC 电压源同频同相位， 但整 个驱动电路的输入电流并不是标准的正弦函数， 输入电流 Iin 和 AC 电压不成正比关系， 其 在半个工频周期波形如图2所示， 随着输入AC电压幅度变大， 输入电流所含谐波分量变大， 顶部失真越厉害， 功率因数越低。 发明内容 0018 本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点， 提供了一种能够实现对整个驱动电 路输入电流的正弦化调制、 达到减小总谐波失真的目的、 具有更广泛应用范围的实现改善 总谐波失真的驱动电路结构。 0019 为了实现上述目的， 本发明的实现改善总谐波失真的驱动电路结构具有如下构 成 ： 0020 该实现改善总谐波失真的驱动电路结构， 其。
16、主要特点是， 所述的电路结构包括控 制电路， 所述的控制电路包括 ： 0021 过零检测模块， 所述的过零检测模块的输入端输入环路电压采样信号 ； 0022 RS 锁存器， 所述的 RS 锁存器的 S 端连接所述的过零检测模块的输出端 ； 0023 输出驱动模块， 用以输出负载的驱动信号， 所述的输出驱动模块的输入端连接所 述的 RS 锁存器的输出端 ； 0024 比较器， 所述的比较器的输出端连接所述的 RS 锁存器的 R 端 ； 0025 斜坡产生模块， 所述的斜坡产生电路的输出端连接所述的比较器的正向输入端 ； 0026 乘法器， 所述的乘法器的输出端连接所述的比较器的反向输入端， 所述。
17、的乘法器 的第一输入端输入驱动电路总输入电压与总输出电压差值采样信号 ； 0027 误差放大模块， 所述的误差放大模块的输出端连接所述的乘法器的第二输入端 ； 说 明 书 CN 103841734 A 5 3/6 页 6 0028 电流估算模块， 所述的电流估算模块的输出端连接所述的误差放大模块的输入 端， 所述的电流估算模块的输入端输入负载峰值电流采样信号。 0029 较佳地， 所述的斜坡产生模块的输入端连接所述的 RS 锁存器的输出端。 0030 更佳地， 所述的斜坡产生模块包括恒流源、 第四电容、 反相器、 第二功率管， 所述的 第四电容的一端连接所述的恒流源， 所述的第四电容的另一端接。
18、地， 所述的反相器的输入 端连接所述的 RS 锁存器的输出端， 所述的反相器的输出端连接所述的第二功率管的栅极， 所述的第二功率管连接于所述的恒流源和接地端之间。 0031 较佳地， 所述的电路结构还包括相连接的输入模块和负载输出模块， 所述的输入 模块包括AC电压源、 桥式整流电路和输入电容， 所述的桥式整流电路连接于所述的AC电压 源和输入电容的第一端之间， 所述的输入电容的第二端接地， 所述的负载输出模块包括续 流二极管、 输出滤波电容、 负载和输出电阻， 所述的输出滤波电容第一端与所述的输入电容 的第一端相连接， 所述的输出滤波电容分别与所述的输出电阻、 所述的负载和所述的续流 二极管。
19、并联连接。 0032 更佳地， 所述的电路结构还包括变压器和环形电压采样电路， 所述的环形电压采 样电路包括第一电阻和第二电阻， 所述的变压器的初级绕组连接于所述的输出滤波电容的 第二端和所述的续流二极管之间， 所述的变压器的次级绕组的第一端与所述的第一电阻的 第一端相连接， 所述的变压器的次级绕组的第二端接地， 所述的第一电阻的第二端分别连 接所述的过零检测模块的输入端和所述的第二电阻的第一端， 所述的第二电阻的第二端接 地。 0033 更进一步地， 所述的电路结构还包括控制供电电路， 所述的控制供电电路包括启 动电阻、 第二二极管和供电电容， 所述的第二二极管连接于所述的供电电容的第一端和。
20、所 述的次级绕组的第一端之间， 所述的启动电阻的第一端连接所述的输入电容的第一端， 所 述的启动电阻的第二端分别连接所述的供电电容的第一端和所述的控制电路的电源输入 端。 0034 更佳地， 所述的电路结构还包括输入与输出电压差值采样电路， 所述的输入与输 出电压差值采样电路包括第五电阻和第六电阻， 所述的第五电阻的第一端与所述的输出滤 波电容的第二端相连接， 所述的第五电阻的第二端分别与所述的第六电阻的第一端和所述 的乘法器的第一输入端相连接， 所述的第六电阻的第二端接地。 0035 更佳地， 所述的电路结构还包括第一功率管和峰值采样电阻， 所述的第一功率管 的栅极与所述的输出驱动模块的输出。
21、端相连接， 所述的第一功率管连接于所述的续流二极 管和所述的峰值采样电阻的第一端之间， 所述的峰值采样电阻的第一端与所述的电流估算 模块的输入端相连接， 所述的峰值采样电阻的第二端接地。 0036 采用了该发明中的实现改善总谐波失真的驱动电路， 具有如下有益效果 ： 0037 本发明提出了一种功率管导通时间可变的用于减小总谐波失真的 Buck 型 LED 驱 动结构， 利用比较器判定斜坡产生模块输出电压超过误差放大器输出信号与输入线电压采 样信号的乘积后关断外部功率管， 使外部功率管的开通时间在输入 AC 电压大于输出电压 Vo 时与 |Sin| 成正比， 同时在电感电流过零时刻控制功率管开启。
22、， 从而实现对整个驱动 电路输入电流的正弦化调制， 达到减小总谐波失真的目的， 具有更广泛的应用范围。 说 明 书 CN 103841734 A 6 4/6 页 7 附图说明 0038 图 1 为现有技术的工作于临界模式的带 APFC Buck 型 LED 驱动电路示意图。 0039 图 2 为现有技术的工作于临界模式的带 APFC Buck 型 LED 驱动电路半个工频周期 内输入电流随输入电压变化的波形示意图。 0040 图 3 为本发明的实现改善总谐波失真的驱动电路结构示意图。 0041 图 4 为本发明的斜坡产生模块的内部结构示意图。 0042 图 5 为本发明的实现改善总谐波失真的驱。
23、动电路的主要节点波形图。 具体实施方式 0043 为了能够更清楚地描述本发明的技术内容， 下面结合具体实施例来进行进一步的 描述。 0044 本发明的目的是解决现有技术的上述问题， 提出了一种改善总谐波失真的方法及 实现电路， 适用于 Buck 型 LED 驱动结构。 0045 本发明专利控制电路对传统结构进行了改良， 增加一斜坡产生模块， 将比较器正 输入端改接斜坡产生模块， 将该模块输出信号与乘法器输出信号进行比较， 产生触发功率 管关断的信号， 乘法器输入端 MULT 通过 R5 和 R6 直接采样输入电压， 与传统结构相比， 这种 控制方式功率管导通时间随正弦包络变化， 可以有效的改善。
24、总谐波失真， 并进一步提高功 率因数。 0046 图 3 为本发明专利提出的 LED 驱动电路的原理图。输入端由 AC 电压源、 桥式整流 电路300， 输入电容C1等模块组成。 负载输出端包括续流二极管306、 输出滤波电容C3、 LED 负载 307、 输出电阻 R3。变压器包含初级绕组 305， 次级绕组 303。输入电压采样电路由电 阻 R5 和 R6 组成。环路电压采样电路由电阻 R1、 R2 组成。控制电路 323 的供电电路包括启 动电阻 R4、 二极管 302 和供电电容 C2。电路还包括功率管 306 和电流峰值采样电阻 R7。 0047 控制电路 323 包括 ： 电流估算。
25、模块 308、 误差放大模块 309、 乘法器 310、 斜坡比较 器 311、 过零检测模块 312、 RS 锁存器 313、 输出驱动模块 314、 斜坡产生模块 315。 0048 控制电路的过零检测模块 312 检测 FB 信号的过零点， 将输出信号 ZCD321 置高， 该 信号会将 RS 锁存器 313 的输出信号 322 置高， 再通过驱动模块 314， 打开功率管 306， 从而 开始一个开关周期。 0049 工作时， 经整流后的母线电压 301 通过采样电阻 R5 和 R6， 得到采样信号进入控制 电路 121 的 MULTI 脚， 该管脚采样到的信号 Vmult 作为乘法器。
26、模块 110 的一个乘法因子。 0050 电流估算模块 308， 根据管脚 CS 采样到的原边信号 Vcs， 其中 Vcs=IpR3， 估算输 出电压 316， 用于表征 LED 电流与峰值电流采样电阻 R7 的乘积 IoR7。再由误差放大模块 309将跟该估算输出电压316与内部基准Vref做误差放大， 输出误差信号Vea317作为乘法 器模块 310 的另一个乘法因子。 0051 Vea G*(Io*R3-Vref) 0052 式中， G 为误差放大器 210 的增益。 0053 乘法器模块 310 的输出信号 VPRO318 作为斜坡比较器 311 的基准， 当斜坡产生模 块输出的锯齿波。
27、信号高于 VPRO 时， 比较器输出信号 OCP320 置高， 将 RS 锁存器 313 的输出 信号 322 清零， 最后通过驱动 314 关断功率管 306。 说 明 书 CN 103841734 A 7 5/6 页 8 0054 0055 m 为乘法器系数。 0056 功率管在一个开关周期内的开通时间为 Ton， 则有 ： 0057 VPRO KTon 0058 其中 K 为斜坡斜率。 0059 0060 最终使得变压器原边电流 Ip 的峰值包络为 ： 0061 0062 整个驱动电路的输入电流为 ： 0063 0064 由此可见整个驱动电路的输入电流波形呈正弦变化， 与传统结构相比谐波。
28、失真明 显减小。 0065 以下结合具体实例以及附图 4 对本发明内容进行详细说明。 0066 本发明的基本思路是利用斜坡产生电路、 乘法器、 误差放大器以及相关电路， 实现 对输入电流的正弦化调制。其原理是利用一恒流源 I1 对电容 C1 进行线性充电， 用电容 C1 充电时间决定外部功率管的开通时间。斜坡产生电路的输出信号 Vramp400 送入斜坡比较 器 405 的正输入端， 将误差放大器输出信号 Vea 与输入线电压采样信号 Vmult 相乘得到的 VPRO401， 送入斜坡比较器 405 的负输入端， 当电容 C1 被充电直到其两端电压 Vramp400 大 于VPRO401时， 。
29、斜坡比较器405的输出OCP402置高， 从而RS触发器406输出信号404清零， 通过反相器408控制开关管407开启， 将电容C1上的电荷迅速释放完， 此时斜坡比较器405 输出清零， RS触发器输出404保持清零状态， 直到ZCD403信号由零变高， 通过反相器408控 制开关管 407 关断， 恒流源 I1 再次对电容 C1 进行线性充电， 开始新的开关周期。 0067 说 明 书 CN 103841734 A 8 6/6 页 9 0068 m 为乘法器系数。 0069 根据电容充电公式 ： 0070 0071 最终使得变压器原边电流 Ip 的峰值包络为 : 0072 0073 整个驱。
30、动电路的输入电流为 : 0074 0075 采用了该发明中的实现改善总谐波失真的驱动电路， 具有如下有益效果 ： 0076 本发明提出了一种功率管导通时间可变的用于减小总谐波失真的 Buck 型 LED 驱 动结构， 利用比较器判定斜坡产生模块输出电压超过误差放大器输出信号与输入线电压采 样信号的乘积后关断外部功率管， 使外部功率管的开通时间在输入 AC 电压大于输出电压 Vo 时与 |Sin| 成正比， 同时在电感电流过零时刻控制功率管开启， 从而实现对整个驱动 电路输入电流的正弦化调制， 达到减小总谐波失真的目的， 具有更广泛的应用范围。 0077 在此说明书中， 本发明已参照其特定的实施例作了描述。 但是， 很显然仍可以作出 各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此， 说明书和附图应被认为是说明性的 而非限制性的。 说 明 书 CN 103841734 A 9 1/4 页 10 图 1 说 明 书 附 图 CN 103841734 A 10 2/4 页 11 图 2 说 明 书 附 图 CN 103841734 A 11 3/4 页 12 图 3 图 4 说 明 书 附 图 CN 103841734 A 12 4/4 页 13 图 5 说 明 书 附 图 CN 103841734 A 13 。