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1、(10)申请公布号 CN 103986335 A (43)申请公布日 2014.08.13 CN 103986335 A (21)申请号 201410224566.2 (22)申请日 2014.05.23 H02M 3/335(2006.01) H05B 37/02(2006.01) (71)申请人 浙江大学 地址 310027 浙江省杭州市西湖区浙大路 38 号 申请人 无锡硅动力微电子股份有限公司 (72)发明人 冷亚辉 奚剑雄 何乐年 朱勤为 黄飞明 (74)专利代理机构 杭州天勤知识产权代理有限 公司 33224 代理人 胡红娟 (54) 发明名称 一种基于无辅助绕组结构的反激式 LE。
2、D 恒流 驱动器 (57) 摘要 本发明公开了一种基于无辅助绕组结构的反 激式 LED 恒流驱动器， 该 LED 恒流驱动器通过采 样开关 MOS 管栅极信号来实现对变压器原边绕组 消磁时间的检测， 通过对原边电流采样电阻上的 电压采样来实现对变压器原边绕组电流峰值的检 测， 之后由恒流控制逻辑通过定时确定开关电路 的开关周期， 实现恒流控制。相对于现有技术， 本 发明节省了变压器辅助绕组和分压电阻， 同时， 可 以将恒流控制电路及开关管集成到一片芯片上， 提高了整体的抗干扰能力， 降低了外围电路的复 杂程度， 缩小了系统的体积， 节省了整个驱动器的 成本。 (51)Int.Cl. 权利要求书。
3、 3 页 说明书 5 页 附图 2 页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书3页 说明书5页 附图2页 (10)申请公布号 CN 103986335 A CN 103986335 A 1/3 页 2 1. 一种基于无辅助绕组结构的反激式 LED 恒流驱动器， 其特征在于， 包括 ： 整流桥、 输 入滤波电容、 输出滤波电容、 功率开关管、 采样电阻、 续流二极管、 反激式变压器和恒流控制 单元 ； 其中， 整流桥的交流侧接交流电源， 直流侧正极与输入滤波电容的一端和功率开关管 的输入端相连 ； 功率开关管的输出端与采样电阻的一端相连， 控制端与恒流控制单元相连。
4、 ； 恒流控制单元还与采样电阻两端连接 ； 反激式变压器的原边绕组同名端与采样电阻的另一 端相连， 原边绕组异名端与输入滤波电容的另一端和整流桥的直流侧负极相连， 副边绕组 同名端与输出滤波电容的一端相连并接地， 副边绕组异名端与续流二极管的阳极相连 ； 续 流二极管的阴极与输出滤波电容的另一端相连， 输出滤波电容两端并联 LED。 2. 根据权利要求 1 所述的反激式 LED 恒流驱动器， 其特征在于 ： 所述的恒流控制单元， 包括 ： 消磁时间检测电路， 用于采集功率开关管的控制端信号， 并使之与内部基准电压进行 比较， 检测得到续流二极管续流结束时控制端信号所产生的跳变沿并以此作为消磁定。
5、时信 号 ； 峰值电流检测电路， 用于采集采样电阻两端的电压， 根据该电压通过计算判断反激式 变压器的原边电流是否达到峰值， 从而输出峰值检测信号 ； 恒流逻辑控制电路， 以峰值检测信号作为起始以消磁定时信号作为结束进行定时生 成消磁时间 TDEM， 进而根据消磁时间 TDEM通过恒流比例关系确定控制端信号的周期， 并根据 峰值检测信号确定控制端信号关断电平的起始时间， 从而生成控制端信号以驱动功率开关 管。 3. 根据权利要求 2 所述的反激式 LED 恒流驱动器， 其特征在于 ： 所述的消磁时间检测 电路包括比较器 CMP1、 基准电压源 Vref1 和电压跟随器 ； 其中， 电压跟随器的。
6、输入端与功率 开关管的控制端相连， 输出端与比较器CMP1的正相输入端相连 ； 比较器CMP1的反相输入端 与基准电压源 Vref1 的正极相连， 基准电压源 Vref1 的负极接地， 比较器 CMP1 的输出端生 成消磁定时信号。 4. 根据权利要求 2 所述的反激式 LED 恒流驱动器， 其特征在于 ： 所述的峰值电流检测 电路包括比较器 CMP2 和基准电压源 Vref2 ； 其中， 比较器 CMP2 的正相输入端与采样电阻的 一端相连， 反相输入端与基准电压源 Vref2 的正极相连， 输出端生成峰值检测信号 ； 基准电 压源 Vref2 的负极与采样电阻的另一端相连并接地。 5. 根。
7、据权利要求 2 所述的反激式 LED 恒流驱动器， 其特征在于 ： 所述的恒流逻辑控制 电路包括三个反相器 INV1 INV3、 两个电流源 I1 I2、 两个 RS 触发器 RS1 RS2、 两个 D 触发器 DFF1 DFF2、 PMOS 管、 NMOS 管、 定时电容 C、 比较器 CMP3、 基准电压源 Vref3 和三 态门 ； 其中， 反相器 INV1 的输入端接收消磁定时信号， 输出端与 D 触发器 DFF1 的时钟端相 连 ； D 触发器 DFF1 的 D 端接电源电压 VDD， Q 端与 RS 触发器 RS1 的 R 端相连 ； RS 触发器 RS1 的 S 端与 D 触发器。
8、 DFF2 的复位端和 RS 触发器 RS2 的 R 端相连并接收峰值检测信号， RS 触 发器 RS1 的 Q 端与 PMOS 管的栅极、 NMOS 管的栅极和反相器 INV3 的输入端相连 ； 电流源 I1 的输入端接电源电压 VDD， 输出端与 PMOS 管的源极相连 ； PMOS 管的漏极与 NMOS 管的漏极、 定时电容 C 的一端和比较器 CMP3 的正相输入端相连， NMOS 管的源极与电流源 I2 的输入端 相连， 电流源 I2 的输出端和定时电容 C 的另一端接地， 比较器 CMP3 的反相输入端与基准电 压源 Vref3 的正极相连， 基准电压源 Vref3 的负极接地， 。
9、比较器 CMP3 的输出端与 D 触发器 权 利 要 求 书 CN 103986335 A 2 2/3 页 3 DFF2 的时钟端相连 ； D 触发器 DFF2 的 D 端接电源电压 VDD， Q 端与 RS 触发器 RS2 的 S 端相 连 ； 触发器 RS2 的 Q 端与三态门的输入端和 D 触发器 DFF1 的复位端相连， 反相器 INV3 的输 出端与反相器INV2的输入端相连 ； 三态门的使能端与反相器INV2的输出端相连， 输出端生 成控制端信号。 6.一种恒流控制电路， 应用于Buck-Boost型LED恒流驱动器 ； 该LED恒流驱动器包括 ： 整流桥、 输入滤波电容、 输出滤。
10、波电容、 功率开关管、 采样电阻、 续流二极管和电感 ； 其中， 整流桥的交流侧接交流电源， 直流侧正极与输入滤波电容的一端和功率开关管的输入端相 连 ； 功率开关管的输出端与采样电阻的一端相连， 控制端与恒流控制电路相连 ； 恒流控制 电路还与采样电阻两端连接 ； 采样电阻的另一端与电感的一端和续流二极管的阴极相连， 续流二极管的阳极与输出滤波电容的一端相连， 输出滤波电容的另一端与电感的另一端、 输入滤波电容的另一端和整流桥的直流侧负极相连， 输出滤波电容两端并联 LED ； 其特征在于， 所述的恒流控制电路包括 ： 消磁时间检测模块， 用于采集功率开关管的控制端信号， 并使之与内部基准电。
11、压进行 比较， 检测得到续流二极管续流结束时控制端信号所产生的跳变沿并以此作为消磁定时信 号 ； 峰值电流检测模块， 用于采集采样电阻两端的电压， 根据该电压通过计算判断反激式 变压器的原边电流是否达到峰值， 从而输出峰值检测信号 ； 恒流逻辑控制模块， 以峰值检测信号作为起始以消磁定时信号作为结束进行定时生 成消磁时间 TDEM， 进而根据消磁时间 TDEM通过恒流比例关系确定控制端信号的周期， 并根据 峰值检测信号确定控制端信号关断电平的起始时间， 从而生成控制端信号以驱动功率开关 管。 7. 根据权利要求 6 所述的恒流控制电路， 其特征在于 ： 所述的消磁时间检测模块包括 比较器 CM。
12、P1、 基准电压源 Vref1 和电压跟随器 ； 其中， 电压跟随器的输入端与功率开关管的 控制端相连， 输出端与比较器CMP1的正相输入端相连 ； 比较器CMP1的反相输入端与基准电 压源 Vref1 的正极相连， 基准电压源 Vref1 的负极接地， 比较器 CMP1 的输出端生成消磁定 时信号。 8. 根据权利要求 6 所述的恒流控制电路， 其特征在于 ： 所述的峰值电流检测模块包括 比较器 CMP2 和基准电压源 Vref2 ； 其中， 比较器 CMP2 的正相输入端与采样电阻的一端相 连， 反相输入端与基准电压源 Vref2 的正极相连， 输出端生成峰值检测信号 ； 基准电压源 Vr。
13、ef2 的负极与采样电阻的另一端相连并接地。 9. 根据权利要求 6 所述的恒流控制电路， 其特征在于 ： 所述的恒流逻辑控制模块包括 三个反相器 INV1 INV3、 两个电流源 I1 I2、 两个 RS 触发器 RS1 RS2、 两个 D 触发器 DFF1 DFF2、 PMOS 管、 NMOS 管、 定时电容 C、 比较器 CMP3、 基准电压源 Vref3 和三态门 ； 其 中， 反相器INV1的输入端接收消磁定时信号， 输出端与D触发器DFF1的时钟端相连 ； D触发 器 DFF1 的 D 端接电源电压 VDD， Q 端与 RS 触发器 RS1 的 R 端相连 ； RS 触发器 RS1。
14、 的 S 端与 D 触发器 DFF2 的复位端和 RS 触发器 RS2 的 R 端相连并接收峰值检测信号， RS 触发器 RS1 的 Q 端与 PMOS 管的栅极、 NMOS 管的栅极和反相器 INV3 的输入端相连 ； 电流源 I1 的输入端 接电源电压 VDD， 输出端与 PMOS 管的源极相连 ； PMOS 管的漏极与 NMOS 管的漏极、 定时电容 C 的一端和比较器 CMP3 的正相输入端相连， NMOS 管的源极与电流源 I2 的输入端相连， 电流 权 利 要 求 书 CN 103986335 A 3 3/3 页 4 源I2的输出端和定时电容C的另一端接地， 比较器CMP3的反相输。
15、入端与基准电压源Vref3 的正极相连， 基准电压源 Vref3 的负极接地， 比较器 CMP3 的输出端与 D 触发器 DFF2 的时钟 端相连 ； D 触发器 DFF2 的 D 端接电源电压 VDD， Q 端与 RS 触发器 RS2 的 S 端相连 ； 触发器 RS2的Q端与三态门的输入端和D触发器DFF1的复位端相连， 反相器INV3的输出端与反相 器INV2的输入端相连 ； 三态门的使能端与反相器INV2的输出端相连， 输出端生成控制端信 号。 权 利 要 求 书 CN 103986335 A 4 1/5 页 5 一种基于无辅助绕组结构的反激式 LED 恒流驱动器 技术领域 0001 。
16、本发明属于 LED 驱动控制技术领域， 具体涉及一种基于无辅助绕组结构的反激式 LED 恒流驱动器。 背景技术 0002 目前， LED 恒流驱动器多采用反激式电路结构， 利用原边反馈控制技术， 即通过对 变压器原边信号的检测实现对输出电流的控制。图 1 是传统的反激 LED 驱动器的电路图， 交流电经过二极管整流桥整流滤波后由第一电容 C1 滤波， 产生直流电压。变压器有三个绕 组， 分别为原边绕组， 副边绕组和辅助绕组。原边绕组接于前述直流电源与功率开关管 M1 漏极之间， 副边绕组接于电路输出侧续流二极管阳极与输出参考地之间。辅助绕组接于电 阻分压网络分压电阻 Rf1 一端和原边电路参考。
17、地之间， 分压网络分压结果送入恒流控制单 元中的消磁时间检测电路。 恒流控制单元包含三个部分 ： 消磁时间检测电路， 峰值电流检测 电路和恒流逻辑控制电路。 0003 传统原边反馈反激式 LED 恒流驱动器正常工作时， 峰值电流检测电路检测流经变 压器原边绕组的峰值电流 Ip,pk， 消磁时间检测电路检测电路的消磁时间 TDEM， 恒流逻辑控制 电路根据前述检测到的原边绕组电流值和消磁时间计算高压 MOS 管的开关周期 T。依据变 压器特性， 原边绕组的峰值电流 Ip,pk与副边绕组的峰值电流 Is,pk的关系 ： Is,pk NIp,pk； 根 据输出端的安秒平衡原理， 可以得到输出电流 I。
18、o与变压器副边绕组峰值电流的关系 ： IO 0.5(TDEM/T)Is,pk。 从而， 得到输出电流的控制表达式 ： IO0.5N(TDEM/T)Ip,pk。 只要控制(TDEM/ T)Ip,pk为定值， 则可以得到恒定的输出电流。其中， 消磁时间 TDEM和原边峰值电流 Ip,pk通过 对应检测电路测量得到， 周期 T 通过恒流控制逻辑计算得到， 从而保证输出电流恒定。 0004 但现有技术实现如图 1 所示的反激 LED 驱动电路结构存在一些缺点。为了获得消 磁时间 TDEM， 需要在变压器中添加辅助绕组， 通过辅助绕组感应电路工作状态， 并且在系统 中添加分压电阻Rf1和Rf2， 实现电。
19、压分压以适应集成电路内部的耐压要求。 由于辅助绕组 和分压网络无法集成到集成电路内部， 对于整个系统而言使得系统的成本和体积都将有较 大的增加。 同时， 集成电路通过额外的反馈引脚来获得采样信号， 较大地提高了集成电路制 造和封装的成本， 同时也降低了系统的抗干扰能力， 使得系统的可靠性受到影响。 发明内容 0005 针对现有技术所存在的上述技术问题， 本发明提供了一种基于无辅助绕组结构的 反激式 LED 恒流驱动器， 使得 LED 驱动器无需辅助绕组和电阻反馈网络， 简化了 LED 恒流驱 动电源的设计， 相应的减少系统的成本。 0006 一种基于无辅助绕组结构的反激式 LED 恒流驱动器，。
20、 包括 ： 整流桥、 输入滤波电 容、 输出滤波电容、 功率开关管、 采样电阻、 续流二极管、 反激式变压器和恒流控制单元 ； 其 中 ： 整流桥的交流侧接交流电源， 直流侧正极与输入滤波电容的一端和功率开关管的输入 端相连 ； 功率开关管的输出端与采样电阻的一端相连， 控制端与恒流控制单元相连 ； 恒流 说 明 书 CN 103986335 A 5 2/5 页 6 控制单元还与采样电阻两端连接 ； 反激式变压器的原边绕组同名端与采样电阻的另一端相 连， 原边绕组异名端与输入滤波电容的另一端和整流桥的直流侧负极相连， 副边绕组同名 端与输出滤波电容的一端相连并接地， 副边绕组异名端与续流二极管。
21、的阳极相连 ； 续流二 极管的阴极与输出滤波电容的另一端相连， 输出滤波电容两端并联 LED。 0007 所述的恒流控制单元， 包括 ： 0008 消磁时间检测电路， 用于采集功率开关管的控制端信号， 并使之与内部基准电压 进行比较， 检测得到续流二极管续流结束时控制端信号所产生的跳变沿并以此作为消磁定 时信号 ； 0009 峰值电流检测电路， 用于采集采样电阻两端的电压， 根据该电压通过计算判断反 激式变压器的原边电流是否达到峰值， 从而输出峰值检测信号 ； 0010 恒流逻辑控制电路， 以峰值检测信号作为起始以消磁定时信号作为结束进行定时 生成消磁时间 TDEM， 进而根据消磁时间 TDE。
22、M通过恒流比例关系确定控制端信号的周期， 并根 据峰值检测信号确定控制端信号关断电平的起始时间， 从而生成控制端信号以驱动功率开 关管。 0011 所述的消磁时间检测电路包括比较器 CMP1、 基准电压源 Vref1 和电压跟随器 ； 其 中， 电压跟随器的输入端与功率开关管的控制端相连， 输出端与比较器 CMP1 的正相输入端 相连 ； 比较器 CMP1 的反相输入端与基准电压源 Vref1 的正极相连， 基准电压源 Vref1 的负 极接地， 比较器 CMP1 的输出端生成消磁定时信号。 0012 所述的峰值电流检测电路包括比较器 CMP2 和基准电压源 Vref2 ； 其中， 比较器 C。
23、MP2 的正相输入端与采样电阻的一端相连， 反相输入端与基准电压源 Vref2 的正极相连， 输出端生成峰值检测信号 ； 基准电压源 Vref2 的负极与采样电阻的另一端相连并接地。 0013 所述的恒流逻辑控制电路包括三个反相器 INV1 INV3、 两个电流源 I1 I2、 两 个 RS 触发器 RS1 RS2、 两个 D 触发器 DFF1 DFF2、 PMOS 管、 NMOS 管、 定时电容 C、 比较 器 CMP3、 基准电压源 Vref3 和三态门 ； 其中， 反相器 INV1 的输入端接收消磁定时信号， 输出 端与 D 触发器 DFF1 的时钟端相连 ； D 触发器 DFF1 的 。
24、D 端接电源电压 VDD， Q 端与 RS 触发器 RS1 的 R 端相连 ； RS 触发器 RS1 的 S 端与 D 触发器 DFF2 的复位端和 RS 触发器 RS2 的 R 端 相连并接收峰值检测信号， RS 触发器 RS1 的 Q 端与 PMOS 管的栅极、 NMOS 管的栅极和反相 器 INV3 的输入端相连 ； 电流源 I1 的输入端接电源电压 VDD， 输出端与 PMOS 管的源极相连 ； PMOS管的漏极与NMOS管的漏极、 定时电容C的一端和比较器CMP3的正相输入端相连， NMOS 管的源极与电流源 I2 的输入端相连， 电流源 I2 的输出端和定时电容 C 的另一端接地，。
25、 比较 器 CMP3 的反相输入端与基准电压源 Vref3 的正极相连， 基准电压源 Vref3 的负极接地， 比 较器 CMP3 的输出端与 D 触发器 DFF2 的时钟端相连 ； D 触发器 DFF2 的 D 端接电源电压 VDD， Q 端与 RS 触发器 RS2 的 S 端相连 ； 触发器 RS2 的 Q 端与三态门的输入端和 D 触发器 DFF1 的 复位端相连， 反相器INV3的输出端与反相器INV2的输入端相连 ； 三态门的使能端与反相器 INV2 的输出端相连， 输出端生成控制端信号。 0014 上述恒流控制单元还可应用于 Buck-Boost( 升降压 ) 型 LED 恒流驱动。
26、器， 同时兼 容两种不同的 LED 恒流驱动拓扑结构， 而不需要为每种拓扑分别定制芯片， 对芯片的设计 和制造成本有较大的节省。 0015 本发明节省了控制采样所需的辅助绕组及反馈分压网络， 从而简化了 LED 恒流驱 说 明 书 CN 103986335 A 6 3/5 页 7 动电源的设计， 缩小了 LED 恒流驱动电源的整体体积， 降低了 LED 恒流驱动控制电路和 LED 恒流驱动电源的制造成本和设计成本。同时， 本发明的控制电路能够容易地完整集成到集 成电路芯片上， 且具有外部引脚少、 集成电路芯片面积小的特点， 降低了芯片的制造和封装 成本。 附图说明 0016 图 1 为带辅助绕。
27、组反激式 LED 恒流驱动器的结构示意图。 0017 图 2 为本发明反激式 LED 恒流驱动器的结构示意图。 0018 图 3 为恒流逻辑控制电路的结构示意图。 0019 图 4 为 Buck-Boos 型 LED 恒流驱动器的结构示意图。 具体实施方式 0020 为了更为具体地描述本发明， 下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案 进行详细说明。 0021 如图2所示， 一种基于无辅助绕组结构的反激式LED恒流驱动器， 包括 ： 整流桥、 输 入滤波电容 CR、 功率开关管 M、 采样电阻 Rs、 反激式变压器 T、 续流二极管 D、 输出滤波电容 CL， 还包括恒流控制单元 1， 恒。
28、流控制单元又包含消磁时间检测电路 11、 恒流逻辑控制电路 12和峰值电流检测电路13。 输入滤波电容CR跨接在整流桥输出正负端之间， 功率开关管M 漏极接整流桥正输出， 源极接采样电阻 Rs 一端， 采样电阻 Rs 另一端接变压器 T 原边绕组同 名端， 变压器T原边绕组非同名端接整流桥负输出， 变压器T副边绕组非同名端接续流二极 管 D 阳极， 续流二极管 D 阴极接输出滤波电容 CL 一端， 输出滤波电容另一端接变压器 T 副 边绕组同名端。 0022 消磁时间检测电路11输入端接功率开关管M栅极， 消磁时间检测电路通过检测功 率开关管 M 栅端的信号跳变及在消磁时间结束时的感应电压， 。
29、输出消磁定时信号。峰值电 流检测电路 13 输入端接采样电阻 Rs 两端， 通过检测采样电阻 Rs 两端的压降以获得流经变 压器 T 原边绕组的电流值。峰值电流检测电路 13 的输出端为检测得的峰值电流信号。恒 流逻辑控制电路 12 的输出为功率开关管 M 栅极信号， 输入为依据峰值电流检测电路 13 的 输出及消磁时间检测电路 11 的输出， 恒流逻辑控制电路依据峰值电流检测电路 13 的输出 确定功率开关管 M 的关断时刻， 依据消磁时间检测电路 11 的输出确定消磁时间， 并进行定 时， 确定功率开关管 M 开通时间及开关周期 T。 0023 消磁时间检测电路11包括电压跟随器A、 参考。
30、基准电压源Vref1、 比较器CMP1。 消 磁时间检测电路11利用电压跟随器A， 将功率开关管M栅极感应信号进行电平平移， 并由比 较器 CMP1 与电压基准 Vref1 进行比较， 从而获得原边消磁定时信号。 0024 峰值电流检测电路 13 包括比较器 CMP2 和参考基准电压源 Vref2， 其将采样电阻 Rs 与变压器 T 相连一端， 同电路参考地相连以节省电路端口数量。 0025 恒流逻辑控制电路 12 如图 3 所示， 该电路利用消磁时间检测电路 11 产生的消磁 定时信号 Tr_dem 以及峰值电流检测电路 13 产生的峰值电流信号 CS_hit， 通过逻辑运算得 到消磁时间 。
31、TDEM， 由消磁时间 TDEM控制恒流源对定时电容 C 进行充放电来计算 PWM 周期并生 成 PWM 波形， 并通过三态门控制功率开关管 M 的栅端信号 DRV， 实现通过 DRV 控制功率开关 说 明 书 CN 103986335 A 7 4/5 页 8 管 M 和采样消磁时间。 0026 恒流逻辑控制电路 12 包含两个 D 触发器 DFF1 和 DFF2， D 触发器包含时钟控输入 端 Clk， 数据输入端 D， 数据输出端 Q 和复位端 Reset。恒流逻辑控制电路 12 还包含两个 RS 触发器 RS1 和 RS2， RS 触发器包含置位端 S， 复位端 R 和数据输出端 Q。恒。
32、流逻辑控制电路 还包含一个反相器 INV1、 两个恒流源 I1 和 I2、 一个 PMOS 管 MP、 一个 NMOS 管 MN、 一个定时 电容 C、 一个比较器 CMP3、 一个数字延时电路 Delay( 即由两个反相器 INV2 INV3 串接而 成 ) 以及一个三态门 TSG。 0027 消磁时间检测电路11产生的消磁时间定时信号Tr_dem经由一个反相器INV1接D 触发器 DFF1 的时钟输入端， D 触发器 DFF1 的数据输入端接电源 VDD， 复位端接 pwm 输出信 号。D 触发器 DFF1 的输出数据端接 RS 触发器 RS1 的复位端， RS 触发器 RS1 的置位端接。
33、峰 值电流检测电路 13 输出的峰值电流检测信号 CS_hit， 输出数据端为消磁时间 TDEM。消磁时 间信号接 PMOS 管 MP 和 NMOS 管 MN 的栅极， PMOS 管 MP 的源极接电流源 I1 的电流流出端， NMOS 管 MN 的源极接电流源 I2 的电流流入端。PMOS 管 MP 漏极与 NMOS 管 MP 的漏极相连， 并 与定时电容 C 的一端相连， 定时电容 C 的另一端接地。定时电容 C 的非接地端的电位即为 用于计算周期的斜坡信号 Ramp， 斜坡信号 Ramp 接比较器 CMP3 的同相输入端， 比较器 CMP3 的反相输入端接参考电平 Vref3， 比较器 。
34、CMP3 的输出端接 D 触发器 DFF2 的时钟输入端， D 触发器DFF2的数据输入端接电源VDD， 复位端接峰值电流检测电路13输出的峰值电流检测 信号 CS_hit， 输出端接 RS 触发器 RS2 的置位端， RS 触发器 RS2 的复位端接峰值电流检测电 路 13 输出的峰值电流检测信号 CS_hit， RS 触发器的输出端信号即为 PWM 信号， PWM 信号接 三态门 TSG 的输入端， 三态门 TSG 的输出端为恒流逻辑控制电路的输出端 DRV， 接功率开关 管 M 的栅端。消磁时间信号 TDEM经由延时电路 Delay 接三态门 TSG 的使能端。 0028 恒流逻辑控制电。
35、路 12 在正常工作状态下的工作流程为 ： 当 PWM 输出为高电平时， D 触发器 DFF1 复位端有效， 其输出复位为 0。三态门 TSG 为导通状态， 输出高电平使功率开 关管 M 导通， 变压器 T 原边电流线性上升， 采样电阻 Rs 两端电压也线性上升。当采样电阻 Rs 两端电压上升到参考电平 Vref2 时， 比较器 CMP2 翻转， 输出信号 CS_hit 变为高。随后， RS 触发器 RS1 的置位端变为高电平， D 触发器 DFF2 的复位端变为高电平， RS 触发器 RS2 的 复位端变为高电平。从而， 消磁时间信号 TDEM变为高电平， PWM_set 信号变为低电平， 。
36、PWM 信 号变为低电平， 输出 DRV 信号变为低电平， 将功率开关管 M 关断， 从而保证流经变压器原边 的峰值电流为一确定值。功率开关管 M 关断后， 原边电流变为零， 比较器 CMP2 再次翻转， 输 出信号 CS_hit 变为低。同时， 原边励磁电感消磁过程开始， 副边电压经由变压器感应回原 边。 消磁时间信号TDEM此时为高电平， 经过延时单元Delay后， 三态门TSG输出被置为高阻， 功率开关管 M 栅极此时通过寄生参数开始感应变压器 T 原边电压。在消磁时间信号 TDEM为 高电平期间， 定时电容 C 经由 NMOS 管 MN 和电流源 I2 进行恒流放电， 定时电容 C 两。
37、端电压 线性下降， 即 Ramp 节点信号线性减小， 当 Ramp 信号小于参考电平 Vref3 时， 比较器 CMP3 输 出为低电平。随着原边励磁电感消磁时间的结束， 系统进入谐振状态。原边励磁电感的电 压将降低， 此电压变化将耦合到功率开关管 M 的栅端， 即栅端电压开始下降。当栅端电压下 降到预设比较电位以下时， 消磁时间检测电路 11 的输出信号 Tr_dem 将由高电平变为低电 平， 从而在 D 触发器 DFF1 的时钟输入端产生一个正的跳变沿， D 触发器 DFF1 的输出将变为 1， 从而使得 RS 触发器 RS1 被清零， 即有消磁时间信号 TDEM清零， 从而定时电容 C 。
38、经由 PMOS 说 明 书 CN 103986335 A 8 5/5 页 9 管 MP 和电流源 I1 进行恒流充电， 定时电容 C 两端电压即节点 Ramp 电压开始线性上升。当 Ramp 电压上升到参考电平 Vref3 以上时， 比较器 CMP3 输出电平发生翻转， 在 D 触发器 DFF2 的时钟输入端产生一个上升沿， 从而 D 触发器 DFF2 输出发生翻转， 即 PWM_set 变为高电平， 从而， RS 触发器 RS2 置位输入端为高电平， 其输出信号 PWM 信号被置为高。同时， 消磁时间 TDEM信号变为低电平后， 经延时单元 Delay， 控制三态门 TSG 变为导通状态， 。
39、PWM 信号输出到 功率开关管 M 栅极， 使功率开关管 M 开通。电路进入下一个工作周期， 重复上述动作。 0029 在整个工作周期中， 定时电容 C 在原边励磁电感消磁过程中恒流充电， 在其它时 间恒流放电， 电路进入稳态后， 定时电容 C 上的充放电在每周期内都能够达到平衡。即 有 TDEM*I1 (T-TDEM)*I2， 从而使得消磁时间与周期达成固定的比例关系， TDEM/T I1/ (I1+I2)， 进而实现系统的恒流控制。 0030 本实施方式中的恒流控制单元 1 还可应用于如图 4 所示的 Buck-Boost 型 LED 恒 流驱动器， 该LED恒流驱动器包括 ： 整流桥、 。
40、输入滤波电容CR、 输出滤波电容CL、 功率开关管 M、 采样电阻 Rs、 续流二极管 D 和电感 L ； 其中， 整流桥的交流侧接交流电源 AC， 直流侧正极 与输入滤波电容CR的一端和功率开关管M的输入端相连 ； 功率开关管M的输出端与采样电 阻 Rs 的一端相连， 控制端与恒流控制单元 1 相连 ； 恒流控制单元 1 还与采样电阻 Rs 两端连 接 ； 采样电阻 Rs 的另一端与电感 L 的一端和续流二极管 D 的阴极相连， 续流二极管 D 的阳 极与输出滤波电容 CL 的一端相连， 输出滤波电容 CL 的另一端与电感 L 的另一端、 输入滤波 电容CR的另一端和整流桥的直流侧负极相连，。
41、 输出滤波电容CL两端并联LED。 恒流控制单 元 1 包括消磁时间检测电路 11、 恒流逻辑控制电路 12 和峰值电流检测电路 13， 各子电路的 功能以及结构与前述的一致。 0031 传统的 Buck-Boost 型 LED 恒流驱动器需要通过外部分压电阻来采样电路输出端 信息， 由于分压电阻的存在， 增加了系统的复杂度， 增大了体积和成本， 同时， 由于反馈引脚 的存在， 也使得芯片的封装和制造成本增加， 外部反馈也使得芯片更容易受到干扰。 而采用 本实施方式中的恒流控制单元， 通过内部采样方式， 省去了外部的反馈电阻， 降低了系统的 体积和成本 ； 同时由于节省反馈引脚， 能够较大地降低芯片的制造和封装成本， 增加了系统 的稳定性。 说 明 书 CN 103986335 A 9 1/2 页 10 图 1 图 2 说 明 书 附 图 CN 103986335 A 10 2/2 页 11 图 3 图 4 说 明 书 附 图 CN 103986335 A 11 。