本发明涉及一种用于用另一类型的信号代替领示信号的方法和设备，其中该领示信号应（例如）提供电平和/或频率和/或相位的参考值。当然本发明还涉及一种需要参考信号但没有以前使用或考虑的领示信号的应用。 领示信号的缺点包括使用领示信号的任何电路的附加负载，提供了领示信号的频谱中的一个时间段（slot），在此时间段该领示信号不与其它信号相干扰，并用于表征传输通道的变化，严格说，该表征只适用于该领示信号所占的领域。
本发明在去除如英国专利申请9108920.1中描述的宽频带线性放大器中的失真方面特别有用。减少这种放大器中的失真的另一种方法在转让给AT&T（发明人Myer）的美国专利4580105中作了描述。该美国专利的校正方法也有上述缺点和另一个缺点，即，该领示信号限制了加有多信道输入的放大器中地信道使用率，上述英国专利申请9108920.1通过避免使用领示信号而克服了这些问题，但在需要将大量输入信道组合应用于宽频带线性放大器的特定情况下存在进一步的问题。这种放大器通常用作无线电发射机的末级功率放大器，因此它必须靠近发射天线。天线一般位于租金较高的建筑物的顶部。大量的输入电缆（一个输入信道一根，例如30至100根）不得不连到建筑物的顶层。为达到此目的，另外不得不为每个信道在靠近放大器的位置重复许多电路并需要高租金的空间。
本发明的另一重要应用是用在无线电中继器，特别是用于如下蜂房式无线电系统，即，该无线电系统中覆盖区中例如一个遂道中的一个“孔”的中继器接收低电平信号并在高电平和相同频率下发射。在这种中继器中不稳定是可能的，但通常可通过使用定向天线和尽量使发射和接收天线尽可能地远离而避免，但是在许多情况下，需要全向天线而合适的距离不很方便。使用该技术的变型的相似应用是用于频率变换中继器中。这种应用获得的优点是消除了这些系统所需的复杂滤波。
在码分多址（CDMA）中，每个信道使用一个扩展频谱信号并在发射以前相加信道信号。美国专利4962507描述一种用于发射定时参考的领示信号也以扩展频谱形式发射。
根据本发明的第一方面，提供了一种处理信号的方法，该方法包括以下步骤：
组合一个扩展频谱信号和将被处理的输入信号;
处理已组合信号以产生输出信号，
根据已处理混合信号导出中间信号，并响应控制信号调整该中间信号的相位和/或幅值，
混合已调整中间信号和所述处理的输入或输出信号以改进处理，和
从该输出信号导出所述控制信号。
根据本发明的第一方面的方法及相应设备可用于将被处理的信号是扩展频谱信号。
根据本发明的第二方面，提供了一种处理信号的方法，该方法包括以下步骤组合带有预定特性的参考信号和未经扩展频谱调制的输入信号，
处理组合的输入和参考信号以提供已处理信号，和
从已处理信号抽出代表所述特性的信号以至少部分控制所述处理和/或已处理信号的进一步处理，
其中参考信号是扩展频谱信号。
本发明的第二方面基于实现了扩展频谱参考信号可用在未采用扩展频谱信号的系统中。
本发明的优点包括不必提供用于领示信号的一段频谱，使得例如在多信道应用中，更多的频谱可用于信道。由于扩展频谱信号是类似噪声信号，对任何特定频率几乎无附加负载，和归于输出信号的任何分量表现为噪声。
因此，本发明可用在许多应用场合，以代替传统的领示信号。在宽带宽系统中可获得大多数优点，而对于窄频带系统，传统的领示信号一般更好。
在参考信号用于表征电路或发射链路时，该表征是宽频带的。
如果使用正交随机序列产生扩展频谱信号，多个分别的扩展频谱参考信号可同时使用，这是由于每个参考信号可被比较，或使用其特定参考序列可恢复其非随机产生信号。因此可在相同电路中为不同目的或为相同目的在相同电路的不同部分中使用多个参考信号。
其它的优点包括可使用任何调制方案的能力。大多数控制技术可很容易调整为带有扩展频谱参考信号使用，这是因为变换到这种形式和比较，或恢复非随机信号采用了简单的已知方法和电路。
在上述无线电中继器应用中，可如以下详述的那样使用扩展频谱信号，以识别已由中继器的接收天线所接收的发射信号的一部分。该部分在以与宽频带放大器应用多半相同的方式进行相位和幅值调整后从中继器的放大器输入信号中被减去，以提供无干扰信号，用于以大功率发射而避免不稳定性。
所述特征的抽取可包括使用一个扩展频谱参考信号或其用于与组成部分已处理信号的扩展频谱信号相比较的复制信号，或恢复在从已处理信号产生扩展频谱信号中所使用的非随机信号。恢复可使用与用于变换相同的随机序列;例如通过使用与用于变换相同的或相似的随机信号发生器供恢复之用。
由于所述特征值既可在特征值抽取之后又可在其之前用于控制处理，控制即可看作前馈又可看作反馈。
在已混合输入和参考信号被处理时，该特征值可进行或不进行修改。
在上述宽频带放大器应用中，重要的是参考信号在放大器输出中存在的程度，即它的电平，因为在该应用中，参考信号可认为是特别引入的失真信号的一种形式。
因此在某些处理形式下所述特征值可在混合与使用之间加以修改，而且很可能：已发生的那种修改程度或方式是必须进行处理的特征值的函数。
在另一例中，参考信号的电平可为所述特征值，例如当处理包括通过某些方式从一地向另一地传输以及输入和参考信号经历不同衰减时，在进行处理时，信号被补偿。
在处理的其它形式中参考信号特征值可以是要求在与输入信号混合和用于处理控制中尽可能保持不变的一个值。例如，上述非随机信号的频率可为所述特征值，例如在处理包括使用从参考信号导出的一个信号解调时。
因此，所述特征值可为频率或信号电平，但其它的可能性包括相位，或特征值的一种组合。
扩展频谱信号可以是任何类型，例如，通过根据一个随机序列改变信号发生器的频率或通过将代表带音调（tone）的“一”和“零”的脉冲序列混合而产生的信号。可使用的其它系统包括其中信号脉冲群在时间上随机排序的时间跳跃（time hopping）和线性调频系统（chirp system）。该系统中每个信号脉冲群有迅速扫过整个带宽的窄频率带宽。
根据本发明的第三方面，提供了一种宽频带线性放大器，包括：
放大器装置，
第一差分装置，用于从代表加到放大器装置的输入信号的信号中导出代表由放大器装置引入的失真的误差信号，
第二差分装置，用于从放大器装置输出信号减去代表误差信号的信号，以提供低失真输出信号，和
调整装置，响应控制信号，用于调整至少加到差分装置之一的信号的相对相位和幅值，
其中提供了用于产生扩展频谱参考信号并在代表输入信号的信号从第一差分装置中导出后将该参考信号与该输入信号混合的装置，和
还提供了控制装置，用于从在低失真信号中出现的扩展频谱信号和代表在与输入信号或误差信号混合中使用的扩展频谱信号的信号两者中产生控制信号。
根据本发明的第四个方面，提供了一种中继器，包括：
耦合在接收和发射点之间的放大器，
用于导出代表放大器输出信号的对消信号（cancellation signal）的装置，
用于响应控制信号而调整对消信号的幅值和相位的装置，
差分装置，用于从在接收点接收的信号中减去对消信号以提供放大器的输入信号，该输入信号已减小了由中继器放大的信号和在发射点发射的信号之间的干扰，
用于混和所述输入信号和扩展频谱参考信号的装置，和
用于从所述参考信号和所述输入信号中导出控制信号的装置。
以下将参考附图说明本发明的特定实施例，其中：
图1是根据本发明的宽频带线性放大器的方框图;
图2和3是根据本发明的其他宽频带线性放大器的方框图，每个放大器采用一个数字信号处理器作为反馈控制网络;
图4是根据本发明的无线电中继器的方框图;和
图5是可用于时间延迟干扰条件可能产生的无线电中继器中的一种电路的方框图。
图1与上述英国专利申请9108920.1的图1相似，只除外反馈网络20，以本发明的扩展频谱技术的方式分别为相位调节元件13和增益调节元件14形成控制信号。但图1将做为一个整体进行描述，省去从以前申请中获得的一些细节。
一个输入信号加到输入端1并被两个通路之间的分离器2所分割，两个通路是至主放大器4的主通路3和至相位和增益调整元件6和7的辅助通路5。从主放大器4的输出信号包括互调形式的失真结果，但另外一个扩展频谱信号引入组合器25。一个RF信号发生器26提供在输入信号频带中心的RF载波至混合器27，该混合器还接收方波，或已滤波方波，来自最大长度伪随机序列发生器28位于基带和带宽等于或小于输入信号带宽的信号。以这种已知方式，直接序列（direct sequence）扩展频谱信号（见“通信系统原理”（第二版），H.Taub and D.L.Schilling，Mc Graw Hill 1986，17章，720至749页）经组合器25加到主放大器4的输入端。因此，放大器4的输出不仅包括失真量，而且包括扩展频谱信号，该扩展频谱信号借助与从发生器26来的RF信号混合的从发生器28来的随机噪声样信号在输入信号的整个频带上扩展。当然，引入在整个或部分输入信号频带扩展的信号的其它方法可用于将扩展频谱信号引入主放大器4的输入。
主放大器输出的一部分从定向耦合器9获得并作为第一输入馈入组合器11。组合器11从输入端1的第二输入被安排成通过选择时间延迟元件8和正确调节相移元件6而与部分功率放大器的输出部分反相（因此形成一个减法器）。为了输入信号的最佳对消而在组合器11的输出端提供一个误差信号，还必须调整幅值，这是通过正确调节可调增益元件7而完成。在理论上从减法器11的输出获得的信号只包含失真量和扩展频谱信号，并因此形成误差信号。
该误差信号用于消除存在于放大器4的输出中出现的失真量和扩展频谱信号。在定向耦合器4的输出端的主放大器信号由时间延迟元件16进行延迟，并馈入作为减法器的定向耦合器17的一个输入端。定向耦合器17的另一个输入是通过处理以前使用时延元件12，相位和增益调节部件13和14和差动放大器15从组合器11（作为一个减法器）导出的误差信号而获得。调节可调增益和相移部件13和14，使得最大程度地消除耦合器17的输出信号中出现的不希望的失真，并还允许放大器15中的相位和幅值误差。扩展频谱信号的出现允许部件13和14的调节对于整个频带是最佳的，并在失真量很小的情况下运行。
相位和增益部件6和7的调节是借助如上述说明书中描述的并从耦合器10和19中导出输入信号的反馈网络18而完成的。对在组合器11的输出中产生的误差信号的相位和增益的校正是在反馈网络20的控制下，该网络施加控制信号至相位和增益调节部件13和14。网络20还如在以前说明书中所描述，即它与网络18相同，除了加到该网络的输入信号之一来自与以前申请不同点。从相同点来的相同信号是从定向耦合器21输入而另一信号经过一个时延元件31从混合器31输入，即，该信号是输入放大器4的输入端的扩展频谱信号。因此，反馈网络20可以将耦合器21中扩展频谱信号的任何剩余信号与最初输入的扩展频谱信号进行比较。
在运行中，包含失真分量和扩展频谱信号两者的组合器11的输出中的误差信号经过相位和增益调节器13和14至减法电路17，在该电路中失真分量的相位和增益和扩展频谱信号处于如此状态，即从放大器4来的这些分量和相应的扩展频谱信号被抵消。任何残留的失真分量或扩展频谱信号分量从定向耦合器21反馈至反馈网络20。由于接收这两个输入信号，该网络调节相位部件13和增益部件14，以使电路17中的相消为最佳。由于扩展频谱信号在整个带宽上扩展，部件13和14的调节对整个带宽均是最佳的。
在以上提及的以前说明书中，描述了反馈网络20的几种形式，其中一个使用了数字信号处理器（DSP）。如以前说明书中所述，DSP最好运行在音频，因此，可使用图2的电路。
除了反馈网络20是DSP（未示出）形式并提供了为音频下的网络给出输入信号的电路以外图2与图1相似。发生器32提供一个信号至每个混合器29和33的一个输入端，该信号的频率与发生器26的信号频率相差一个等于DSP所需输入频率的量。因此，发生器26和32可用例如900MHz和900.00125MHz的信号。而混合器29有1.25KHz的输出，并假设M-序列发生器28有从0至30MHz的输出信号，混合器33的输出端有从900.00125至930.00125MHz的输出信号。当后一个频带在混合器30中与从耦合器21来的信号混合时，其输出是一个1.25KHz的误差信号，因此DSP接收适当频率的输入信号并可以在说明书9108920.1描述的相同方式进行编程。
发生器26和32可包括集成电路信号发生器，它从10MHz标准信号导出并有从其内部或外部导出的适当的输出信号，该发生器如连线22所示应是频率锁定的。
其中多个输入信道在一位置将被混合，之后作为输入信号加到放大器4和在图1的远处位置上的失真减少电路，之后在加到输入端1之前以将以图3所示的相同方式将输入信号相加。一个适当的连接将用于此目的的附加电路和分离器2连接在一起。得到的其优点是不再需要上述说明书图2的多个分离器23和该图中必须与放大器4在相同位置的相位和增益调节部件24和25，并且单个连接代替了该图中混合器28的多个输入。可能有30或更多的输入信道，因此本说明书图1和2的电路提供了有用的优点，特别是求和可在如建筑物地下室的租金相对较低的地点进行而使用放大器4的发射必须在租金较贵的建筑物顶层进行。以前必须的两层之间的大量连接线现被单条连接线所代替。
图3的布局说明本发明可应用于采用了多个回路以进行失真校正并且相位和增益调节加到主放大器4的输入信号的宽频带线性放大器中。图3与上述申请的图2有些相似之处，但在一个重要方面是不同的，即，在执行任何相位和增益调节之前，可代表许多信道被示出的两个输入信道被加到一个附加电路34，使得示出的两个信道和附加电路34可位于远离电路其它部分的地方。根据本发明这是可能的，因为使用了扩展频谱校正技术。
扩展频谱信号在加法器51中加到增益调节部件36的输出中，但部件35，36和51在电路34和放大器4之间可以任何顺序加以连接。
在图3的多回路控制系统中，如图1和2，在混合器11的输出端产生第一误差信号，但在这种情况下，在附加电路34的输出和放大器4的输入通路中使用两个相位和增益调节部件35和36，代替组合器11的输入之一的通路中的元件6和7。由于图3是一个总图，示出了反馈网络37，它从组合器11的输出接收误差信号作为其输入信号之一，但它的其它输入信号可从如放大器15的输出的多个不同位置获得。网络37可用于控制两对相位和增益调节部件13和14，和35和36之一或两者，但在某些情况下，其中任何一对可在最初进行手动调节，并在电路运行期间脱离最初调节。
为改进失真分量的消除从组合器38导出第二误差信号，该组合器通过定向耦合器40接收第一回路的输出信号并减去经过延迟元件31和相位和增益调整部件42和43接收的附加电路38的输出。由组合器38产生的第二误差信号经过相位和增益部件44和45和放大器46加到定向耦合器47，在此进行残留失真的消除。从定向耦合器48取出图2电路的最终输出信号，以形成反馈网络50的一个输入，该网络提供用于调节相位和增益部件44和45的控制信号。可使用另一反馈网络以提供部件42和43的控制信号，或者在电路被建立，但未被再次正常调节时，可手动调节这些部件。
网络50与使用DSP的专利申请9108920.1的图5中所示网络相似，但输入信号之一是从随机序列发生器28来的。振荡器65和66的频率是不同的。随机序列在混合器63的输出端产生扩展频谱信号，并加到混合器70上，在混合器70中，从耦合器48来的扩展频谱输出信号由混合器64变换频率以形成另一个输入信号。该混合器的输出形成DSP60的误差信号。两个振荡器65和66的输出频率f1和f2被选择为给DSP60提供适当的低频输入，该振荡器65和66为频率变换分别施加输入至混合器63和64。例如频率f1和f2可分别为457.50125MHz和457.5MHz（假设发生器26的频率是900MHz并且M序列的带宽是30MHz）。混合器63的输出由下式给出：
457.50125-30/2＝442.50125MHz
并且在由滤波器67和68选择低边带后，混合器64的输出处于442.5MHz。在混合器70的输出端上的误差信号是1.25KHz，该频率与从混合器72来的1.25KHz参考频率下的输出一起加到DSP60。带通滤波器73和74选择合适的边带。DSP的程序再次与专利申请9108920.1中所述的相同。
几乎所有扩展频谱信号将被定向耦合器17中的互消而被消除，这是因为它被反馈网张37看作放大器4输出端的误差信号。这是很明显的，因为加到从附加电路34导出误差信号的混合器11的输入信号不含有扩展频谱信号，只有残留信号出现在定向耦合顺48中的电路输出中，该耦合器为控制器50提供误差信号并保证定向耦合器47中的附带互消。
不总是需要为连接到DSP上的反馈网络之一而提供扩展频谱信号源。例如，从图3的组合器38来的扩展频谱信号可用作例如网络20的一个输入，或经过适当的频率变换，作为DSP的一个输入，而其它输入可从耦合顺48获得，两者输入均包含相应的扩展频谱信号，而控制信号以对失真分量操作的相同方法导出，如专利申请9108920.1中所描述。
应该清楚，例如应用于宽频带线性放大器的本发明可以多种其它方式在为相位和增益调节产生控制信号的控制回路和反馈网络的其它装置投入运行。特别是根据本发明的技术回路可有自已特定的扩展频谱校正。为了这个目的，多个正交随机序列，每个回路一个，在多个混合器中与RF信号发生器26的输出相混合，为每个控制回路提供如网络20或网络50的电路并接收代表其特定的随机序列的信号作为控制一输入信号的信号。
如已指出的那样，有许多可组成多控制回路的不同途径。
现描述使用本发明，用于蜂房式无线电系统中增强器形式的无线电中继器，但本发明的这个实施例也可改为用于线路中继器。
图4的中继器用于需要接收某一频率的信号，放大该信号并以相同频率再发射的场合。在多个信道需要放大的情况下，如在蜂房式无线电系统中，放大器80最好是如以上描述或上述英国专利申请9108920.1中的那种宽频带线性放大器。
在接收天线81接收的信号经过耦合器82，84和83传送到放大器的输入端。放大器的输出经过作为分离器的耦合器85连接到发射天线86。需要衰减的信号由天线81接收、线性放大并在天线86再发射，但天线间的不正确隔离导致一些发射能量被耦合返回接收天线，成为所不希望的、高电平并可产生不稳定的干扰。为避免这个问题，通过作为分离器的耦合器82，从输入信号中减去与干扰信号相等并与其同相的信号。要被减去的那部分信号由使用作为分离器的耦合器83输入放大器输入端的扩展频谱参考信号加以识别。
通过使用混合器87混合M-序列发生器88和RF信号发生器89的输出而产生扩展频谱参考信号。使用分离器85消除一部分放大器80的输出，并经过增益和调节部件90和91在混合合器82产生减法信号。网络93可以是以上提到的专利申请中描述的模拟类型，或是经适当频率变换的一个DSP，该网络从分离器84接收一个输入信号并从混合器84接收一个扩展频谱参考信号形式的信号。在减去一个信号后，从接收天线接收的信号中的一般等于作为混合器的耦合器82中干扰信号的任何保留的干扰信号被加到网络93上并与扩展频谱参考信号比较。结果，网络93提供独立的控制信号以调整幅值和相位部件90和91，给定在组合器82中被减去的信号的正确的幅值和相位。
对于蜂房式系统应用，需要双向中继器而这可通过使用两个示于图4类型的电路（没有天线81和86）来实现，每个发射方向一个电路。而两个天线以已知方式经过混合电路连接到图4的两个电路。
对产生散射（即时延）干扰期的情况而言，它们可通过以图4中描述的类似方法但使用图5所示的装置得以解决和消除。这种干扰期可例如在发射天线86至接收天线81的不同通路中产生。从分离器85产生的发射机输出加到端94，该输出经过对应于两个时延干扰期的两个延迟电路95和96。包括相位和幅值调节部件的三个调节电路97，98和99分别从端94和延迟电路95和96接收信号，并提供输出信号，该输出信号在被作为误差信号加到混合器82之前在总和器101中求和。电路的幅值和相位调节控制信号以示于图4的相同方式从M-序列发生器中导出作为参考信号，并加到端102，并且从分离器84来的信号在下变换到基带，例如0-30MHz后加到端103。网络104直接从扩展频谱参考信号和从端103来的信号中导出幅值和相位控制信号，但电路98和99的控制信号通过电路105和106从在电路107和108中分别由第一和第二反Z变换提供的参考信号延迟信号中导出。每个电路107和108为加到端102上的数字信号提供1位延迟。虽然在端103的信号不是严格的数字信号，但它们对于几乎所有运行的相关器在蜂房式无线电频率下足够接近数字信号。但是，如果需要，为改进波形这些信号可例如由施密特触发器电路进行处理，
从混合器87来的参考信号和从分离器84来的信号可在另一装置中不进行下变换情况下使用，以导出幅值和相位调节控制信号。
图5的装置可认为是实际上形成一个抽头延迟线式滤波器，其特征是频率相关的。该装置类似于用于扩展频谱传输的Rake接收机（见：G.L Turin著简介扩展频谱反多路（antimultipath）技术及其在城市数字无线电中的应用”，IEEE会刊，68卷，第3期，1980年3月，328-353页;和S.A.Allpress，M.A.Beach，G.Martin and C.M.Simmons著，对运行在“城市环境下的RAKE接收机的不同扩展带宽分布的研究”，第42届IEEE车辆技术学会论文集，克罗拉多州丹佛市，1992年5月）。图5的下半部分（电路104至108）可在ASIC中数字化实现。则必需进行下变换（如上所述）。
本发明可以许多其它方式投入实际应用，这些方式需要通过消除而取消或减少不希望的信号或将已处理或将被处理的信号与受控于幅值和/或相位的导出信号组合而改进处理。