用于扩频的多址通信系统的多路径搜索处理器 【发明领域】
本发明一般涉及扩频通信系统,特别是涉及蜂窝状电话通信系统内的信号处理。
背景技术
在无线电话通信系统中,许多用户通过无线信道进行通信以同有线电话系统连接起来。无线信道上的通信可以采用能够让大量用户使用有限频谱的各种多址技术。这些多址技术包括时分多址(TD-MA)、频分多址(FDMA)和码分多址(CDMA)。CDMA技术具有很多优点并且在1990年2月13日公布的K.吉尔豪森等人题为“利用卫星或陆基中继站的扩展频谱多路访问通信系统”的美国专利No.4,901,307中描述了示例性的CDMA系统,该专利已经转让给了本发明的受让人并作为参考技术包含在这里。在上面提及的专利中,所揭示的多路访问技术应用于移动电话系统用户数量巨大的场合,在那里每个用户都带有收发机,他们借助CDMA扩频通信信号,通过卫星中继站或陆基站进行通信。采用CDMA通信可以多次重复使用频谱,因此提高了系统的用户容量。
上述专利所揭示的CDMA调制技术与在利用卫星或陆基信道的通信系统中采用的窄带调制技术相比具有许多优点。陆基信道给任何通信系统,尤其是多径信号的系统带来了特殊的问题。采用CD-MA技术消除了多径情形下的不利影响,例如衰落,从而克服了陆基信道下存在的特殊问题,与此同时又充分利用了其优点。
上述专利所揭示地CDMA技术考虑在移动—卫星通信中的双向链路上采用相干调制和解调。因此这里利用导频信号作为卫星—移动单元链路和基站—移动单元链路的相干相位参考信号。但是在陆基蜂窝状系统中,由于严重的多径衰落造成信道的相位离散,并且从移动单元发送导频信号需要一定的功率,所以应避免在移动单元—基站链路上采用相干解调技术。在1990年6月25日公布的题为“用于在CDMA蜂窝状电话系统中产生信号波形的系统和方法”的美国专利No.5,103,459中,提供了一种通过采用非相干调制和解调技术来克服移动单元—基站链路上多路不利影响的装置,该专利已经转让给了本发明的受让人并作为参考技术包含在这里。
在CDMA蜂窝状电话系统中,所有基站在通信中可以使用同一频带。在基站接收机处,为了提高调制解调器的性能,可以将诸如一条地点路径与另一条建筑物上反射出去的路径之类的可分多重路径作分集式组合。提供处理增益的CDMA波形性质也可用于区分占据同一频带的信号。而且如果路径延时的差异大于PN片段持续期,则高频伪噪声(PN)调制可以使同一信号的不同传输路径得以区分。如果在CDMA系统中采用的是1MHz左右的PN片段速率,则全部扩频增益都能用来对付所有延时超过1微秒的路径,扩频增益等于扩频带宽与系统数据率之比。1微秒路径延时差对应着大约1000英尺的路径距离差。在城市的市区,一般提供大于1微秒的路径延时差。
利用陆基信道多重路径的特性可产生跨越几条不同传输路径的信号。多路信道的一个特性是在信道上发送的信号中引入时间扩展。例如,如果在多路信道上发送一个理想的脉冲,则接收到的信号表现为一串脉冲。多路信道的另一个特性是信道上的每条路径可能会引起不同的衰减因子。例如,如果在多路信道上发送一个理想的脉冲,则接收到的脉冲串中的每个脉冲通常具有不同的信号强度。多路信道还有一个特性是信道上的每条路径可能会给信号带来不同的相位。例如,如果在多路信道上发送一个理想的脉冲,则接收到的脉冲串中的每个脉冲通常具有不同的信号相位。
在移动无线信道中,通过周围环境中障碍物对信号的反射形成了多重路径,这些障碍物可以是建筑物、树木、汽车和人。由于形成多重路径的结构的相对运动,移动无线信道通常是时变多径信道。例如,如果在时变多径信道上发送一个理想的脉冲,则接收到的脉冲串的时间位置、衰减程度和相位将是理想脉冲发送时间的函数。
信道多路特性可能会导致信号的衰落。这是多径信道相位特性的产物。当多径矢量破坏性地相加从而使产生的接收信号小于单独矢量时即发生了衰落。例如如果在两路径的多路信道上发生正弦波,其中,第一条路径的衰减因子为X分贝,时间延时为δ具有相移Θ弧度,第二条路径的衰减因子为X分贝,时间延时为δ具有相移Θ+π弧度,则在信道输出端将没有信号输出。
在通常的无线电话系统所采用的诸如模拟FM调制之类的窄带调制系统中,无线信道中多重路径的存在导致了严重的多径衰落。但是正如上面宽带CDMA所示的那样,可以在解调过程中区分不同的路径。这种区分不仅极大地减轻了多路衰落的严重性,而且给CDMA系统带来了优点。
分集是减轻衰落有害影响的一条途径。因此需要提供一些能使系统抑制衰减的分集形式。分集主要有三种类型:时间分集、频率分集和空间分集。
采用重复、时间交错和引入冗余度的纠错与检错编码可以得到最佳的时间分集。包含有本发明的系统可以采用这些技术中的任意一种作为时间分集。
由于其特有的宽带特性,CDMA通过在宽频带上分布信号能量提供了一种频率分集形式。因此,频率选择性衰落只对CDMA信号带宽的一小部分产生影响。
空间或时间分集是靠提供多重信号路径而获得,即通过一个移动单元与两个以上基站间的同步链路,基站通常要采用两根以上的天线。而且,通过如上所述分别接收和处理具有不同传输延时到达的信号经扩频处理而充分利用多重路径环境,也可以得到路径分集式。在1992年3月21日公布的题为“CDMA蜂窝状电话系统中的软挂断(soft handoff)”的美国专利No.5,101,501和1992年4月28日公布的题为“CDMA蜂窝状电话系统中的分集”的美国专利No.5,109,390中描述了路径分集的实例,这两个专利都已转让给了本发明的受让人。
通过控制发送机功率可以将CDMA系统中衰落的有害影响进一步控制在某个程度上。在1991年10月8日公布的题为“用于控制CDMA蜂窝状移动电话系统中发送功率的方法及其装置”的美国专利No.5,056,109中揭示了用于基站和移动单元功率控制的系统,该专利也已转让给了本发明的受让人。
美国专利No.4,901,307中所揭示的CDMA技术对分配了不同PN序列的每个移动单元用户考虑采用较长的PN序列。对于所有非零时间偏移,不同PN序列之间的互相关系数和一个PN序列的自相关系数的均值都接近于零,这就使得不同的用户信号在接收时可被分区。(自相关和互相关要求逻辑“0”取值为“1”而逻辑“1”取值为“-1”或用类似的映射以得到零平均值。)
但是,这种PN信号不是正交的。虽然本质上,在整个序列长度上互相关的均值为零,但对于诸如一个信息比特时间之类的短持续时间互相关是一个具有二项式分布的随机变量。由此,信号相互干扰的方式在很大程度上与他们是相同功率谱密度下的宽带高斯噪声时的相同。这样,其它用户的信号或相互干扰噪声最终会限制其可实现的容量。
在本技术领域内,众所周知的是,可以构造一组具有n个正交二进制序列,序列长度为n,n为2的幂数,参见“空间应用中的数字通信”,S.W.古伦布等人,Prentice-Hall,Inc.,1964,pp.45-64。实际上长度是4的倍数并小于200的大部分正交二进制序列集已为大家所知。这样的序列中有一类比较容易生成的序列被称为Walsh函数,也称为Hadamard矩阵。
Walsh函数的阶数n可以递归地定义如下:W(n)=W(n/2),W(n/2)W(n/2),W′(n/2)]]>这里W’代表W的逻辑补码,并且W(1)=|0|。因此,W(2)=0,00,1,]]>W(4)=0,0,0,00,1,0,10,0,1,10,1,1,0,]]>andW(8)=0,0,0,0,0,0,0,00,1,0,1,0,1,0,10,0,1,1,0,0,1,10,1,1,0,0,1,1,00,0,0,0,1,1,1,10,1,0,1,1,0,1,00,0,1,1,1,1,0,00,1,1,0,1,0,0,1.]]>
Walsh序列或代码是Walsh函数矩阵中的一行。阶数为n的Walsh函数矩阵包含n个序列,每个序列的长度为n位。
阶数为n的Walsh函数矩阵(其它长度为n的正交函数也如此)具有如下的性质,即,在n比特的间隔内,该组内所有不同序列之间的互相关为零。如果注意到每个序列恰恰有一半的比特互不相同就可以看出这一点。还应注意到总是存在一个包含全零的序列而所有其它的序列一半数目的一和一半数目的零。由所有逻辑零而不是由一半一和一半零组成的Walsh符号称为Walsh零符号。
在从一移动单元到基站的反向链路信道上,没有提供导频信号作相位参考。因此需要一种方法在具有较低的Eb/No(每比特上的能量/噪声功率密度)的衰落信道上提供高质量的链路。反向链路上的Walsh函数调制是一种获得64进制调制的简单方法,它把具有6个代码的符号集相干地映射成64个Walsh代码。陆基信道具有相位变化速率较慢这样一种特性。因此,通过在信道上选取短于相位变化速率的Walsh代码间隔,由可能实现一个Walsh代码长度内的相干解调。
在反向链路信道上,Walsh代码由移动单元发送的信息决定。例如,三位信息符号可以映射成上述W(8)的8个序列。利用快速Hadamard变换(FHT)可以在接收机内完成Walsh编码符号到原始信符号估计值的“反映射(unmapping)”。比较好的“反映射”或选取处理产生软判决数据(soft decision data)提供给译码器作为最大似然译码。
FHT用来进行“反映射”处理。FHT将接收到的序列与每个可能的Walsh序列进行相关。采用选择电路来选取最似然相关值,它经过标度改变后用作为软判决数据。
分集扩频接收机或说“耙状”接收机的设计包含了多个数据接收机以消除衰落影响。每个数据接收机一般都分配用来解调一个在不同路径上传输的信号,不同的路径可能是在空间上采用多根天线所致,也可能临时多重路径所致。在按照正交信号方式对调制信号解调时,每个数据接收机利用FHT使所接收到信号与每个可能的映射值进行相关联。将每个FHT的每个输出组合起来。随后由选取电路根据组合的FHT输出选取最似然的相关值以产生软判决确定数据。
在上述美国专利No.5,103,459所述的系统中,呼叫信号开始时为9600比特/秒的信息源,随后由速率为1/3的前向纠错编码器转换为28,800符号/秒的输出流。这些符号每6个分为一组以形成每秒4800个Walsh符号,每个Walsh符号选自64个正交Walsh函数中的一种,这64个Walsh函数所具有持续长度为64个Walsh片段。用户定义的PN序列对Walsh片段进行调制。用户定义的PN调制数据随后被一分为二,一类用同相(I)信道PN序列调制而另一类用正交(Q)信道PN序列调制。I信道调制和Q信道调制都在每个Walsh片段上以1.2288Mhz PN扩展速率提供4个PN片段。I和Q调制数据进行偏置正交相移键控(OQPSK)组合后用于发送。
在前面提及的美国专利No.4,901,307所描述的CDMA蜂窝状系统中,每个基站都覆盖了有限的地理区域并通过蜂窝状系统将其区域内的移动单元接入公用交换电话网(PSTN)。当移动单元运动到新基站覆盖的范围内时,用户呼叫的路由就被传送至新的基站。基站—移动单元信号发送路径被称为正向链路,如上所述,移动单元—基站信号发送路径则被称为反向路由。
如上所述,为了能够进行组合,PN片段间隔限定了两条路径所须的最小间隔。在能够对不同的路径进行解调之前,首先要确定接收信号内路径的相对到达时间(或者偏差(offset))。信道单元调制解调器通过“搜索”一系列潜在路径偏差并测量在各不同潜在路径偏差时的接收能量来完成这种功能。如果与潜在偏差有关的能量超过了某个阈值,则将信号解调单元分配给该偏差。在该路径偏差值的信号可以与其它各偏差值的解调单元的贡献组合起来。在1993年10月28日提交的题为“能够接收多个信号的系统的解调单元的分配”的正在审查之中的美国专利申请No.08/144,902中揭示了根据搜索器解调单元能量水平来确定解调单元分配的方法及其装置,该申请已经转让给了本发明的受让人。由于所有的路径在组合信号变差之前都有衰减,所以这种分集式或耙状接收机提供了稳健的数字连接。
图1表示到达基站的来自单个移动单元的信号组的示例。垂直轴表示接收到以分贝(dB)为单位的功率。水平轴表示因多重路径延时引起的信号到达时间的延时。指向页面的轴(未画出)表示一时间段。在页面所属的公共平面内的每个尖峰以同一时间到达但移动站发送的时间却不同。尖峰2-7沿着不同的路径传播,因此具有不同的时间延时和不同的振幅大小。尖峰2-7表示的6个不同的信号尖峰表明多重路径环境的巨大差异。一般在城市市区,可用的路径则更少。系统的噪声平台由能量水平较低的峰和扰动表示。搜索器单元的任务就是识别在信号尖峰2-7水平轴上测得的延时以进行潜在解调单元的分配。
水平轴也可以以PN偏离为单位。在任何给定的时间,基站都检测到来自单个移动单元的各种信号,每个信号经过了不同的路径并具有不同的延时。移动单元的信号由PN序列进行调制。在基站上可以对PN序列进行复制。基站上的每个多路信号都借助于校准定时的PN序列代码单独进行解调。水平轴坐标可以视为相应的PN序列代码的偏离,该偏离用来解调位于该坐标处的信号。
请注意,如每个多重路径峰值幅度是时间的函数,其变化如峰脊的不均匀所示。在所示的有限时间内,多路径的峰值没有发生很大的变化。但在更长的时间跨度范围内,多路径的峰值消失了并且随着时间的推移产生了新的路径。多路径峰值经过一段时间后很有可能合并在一起或者混合为一个宽峰。在每个解调单元对分配给它的信号的微小变化进行跟踪的同时,搜索器的任务则是生成由基站检测的当前多重路径环境的记录。
在一个典型的无线电话通信系统中,移动单元发送机可以采用对语音信息以速率可变方式编码的声码处理系统。例如,由于语音活动中的停顿,数据率可以更低一些。较低的数据率减少了移动单元发送机对其它用户的干扰程度。在接收机端,或者是在与接收机相关的部分,采用声码处理系统来重建语音信息。除了语音信息以外,移动单元还可以单独或者与语音信息混合在一起发送非语音信息。
在1991年6月11日提交的题为“”的正在审查之中的美国专利申请No.07/713,661中描述了一种适合于在这里的环境下应用的声码器,该申请已转让给本发明的受让人。该声码器根据20毫秒(ms)帧期间内语音活动情况以不同的速率,例如大约8000比特/秒(bps)、4000bps、2000bps、1000bps,从语音信息的数字样本中产生编码数据。声码器数据的每一帧都加入一定的多余比特以形成9600bps、4800bps、2400bps以及1200bps数据帧格式。对应于9600bps帧的最高速率数据帧称为“全速”帧;4800bps数据帧称为“半速”帧;2400bps数据帧称为“四分之一速”帧;1200bps数据帧称为“八分之一速”帧。编码过程和帧格式化过程期间的数据内不包括速率信息。当移动单元以小于全速的速率发送数据时,移动单元发送信号的占空系数等于数据率。例如,在四分之一速率下,移动单元发送信号只占用四分之一的时间。在其它四分之三的时间内,移动单元不发送信号。移动单元包括一个突发随机数据猝发生器。在给定的发送信号数据率下,突发随机数据发生器确定移动单元在哪个时隙内发送信号而在哪个时隙内不发送信号。在1992年3月5日提交的题为“突发随机数据发生器”的正在审查中的美国专利申请No.07/846,312中进一步详细地描述了突发数据发生器,该申请已经转让给了本发明的受让人。
在基站处,必须从接收到的要被解调为移动单元原始呼叫信号的呼叫信号群中识别各个移动单元信号。例如在美国专利No.5,103,459中描述了解调基站接收的移动单元信号的方法和系统。图2为美国专利No.5,103,459中描述的用于解调反向链路移动单元信号的基站设备框图。
典型的现有技术的基站包括独立的搜索器和解调单元。控制器控制着搜索器和解调单元。在示例性的实施例中,为了保持较高的系统容量,系统中的每个移动站不是持续发送导频信号。反向链路上缺少导频信号增加了探测接收到移动站信号时所有可能的时间偏离的时间。导频信号的发送功率一般比通信信号的要大,从而与通信信号相比,提高了接收到导频信号的信噪比。与此相反,在理想的情况下,每个移动发送单元发送一个反向链路信号,该信号到达时的电平与从每个其它移动单元接收到的功率电平相等,从而具有较低的信噪比。导频信道还发送已知的数据序列。在没有导频信号的情况下,搜索过程还必须确定发送的是什么数据。
对于图2的系统,每个搜索器包括一个能在相当于Walsh符号周期的时间间隔内能够完成一次FHT变换的FHT处理器。就某种意义而言,FHT处理器是“实时”的,因为在每个Walsh符号间隔内,在输入一个数值的同时又从FHT输出一个数值。因此,为了提供快速搜索过程,必须采用不止一个的搜索器单元。搜索器单元在系统控制器的控制下对某一特定的移动站信息信号进行连续地扫描搜索。在搜索已经形成的多路信号的过程中,搜索器单元扫描一组时间偏差,该时间偏差围绕在信号到达的标称值周围。每个搜索器单元都向控制器提供其完成的搜索结果。控制器将这些结果列成表格以用于将解调单元分配给输入的信号。
图2表示已有技术的基站的示例性实施例。图2的基站包括一根或多根接收CDMA反向链路移动单元信号14的天线12。一个城市市区基站的覆盖区域一般被分割为三个子区域称作扇区(sector)。每个扇区有2根天线,典型的基站总计共有6根接收天线。接收到信号由模拟接收机16降频转换为基带,模拟接收机16对接收信号I和Q的信道进行量化并经过信号向18向信道单元调制解调器20传送这些数字量。每个信道单元调制解调器支持单个用户。调制解调器包含多个数字式数据接收机或者解调单元22、24以及多个搜索器26。微处理器34控制解调单元22和24以及搜索器26的操作。每个解调单元和搜索器内的用户PN代码设成分配给该信道单元的移动单元的代码。微处理器34通过称为搜索窗口的一组偏置值逐个访问搜索器26,该窗口同样还包含了用于对解调单元分配的多路径信号峰值。对于每个偏置值,搜索器26向微处理器34报告在该偏置处发现的能量。微处理器34随后将解调单元22和24分配给由搜索器26识别的路径上(即,移动它们的PN生成器的定时基准,调准到所发现的路径上)。解调单元一旦锁定在所定偏置的信号上,就在不受微处理器的监视下自行跟踪该路径,直到该路径被衰落掉或者由微处理器将其分配给更佳的路径。
在图2中,只示出了一个数字式接收机22的内部结构,但是应该理解为它对数字式接收机24和搜索器26同样适用。信道单元调制解调器的每个解调单元22、24或者搜索器26包含相应的I PN和Q PN序列发生器36、38以及用来选取特定移动单元的用户定义PN序列发生器40。用户定义PN序列输出40与I PN和Q PN序列发生器36与38的输出经过异或门42与44的异或产生提供给去扩展器46的PN-I’和PN-Q’序列。PN发生器36、38、40的定时基准设定到所分配信号的偏置值,从而使得去扩展器(despreader)将接收到的I和Q信道天线样本同与所分配信号的偏置一致的PN-I’和PN-Q’序列进行相关。与每个Walsh片段上的四个PN片段相对应的四个去扩展器输出由累加器48、50相加后形成单个Walsh片段。累加的Walsh片段随后输入快速Hadamard变换(FHT)处理器52。FHT处理器52将接收到的一组64个Walsh片段与64个可能发送的Walsh函数中的每一个相关并输出一个具有64个软判决数据顶的矩阵。每个解调单元的FHT处理器52的FHT输出随后经组合器28与其它解调单元组合起来。组合器28的输出是“软判决”解调字符。软判决数据是将被选中的调制字符经正确识别原始发送的Walsh符号的置信度加权而得。软判决随后被送至正向纠错解码器29供进一步处理以恢复原始呼叫信号。该呼叫信号随后通过数字链路30发送,该数字链路将呼叫接入公共交换电话网(PSTN)32。
与各个解调单元22、24一样,每个搜索器26包含一个完整的解调数据路径。搜索器26与解调单元唯一的不同之处在于输出的使用方式和不提供定时跟踪。对于每个所处理的偏置来说,搜索器要找到在该偏置值上的相关能量,它是通过去扩展天线样本,将其累加成Walsh片段作为FHT变换的输入,进行FHT变换并对搜索器所处的偏离值所对应的每个Walsh符号的最大FHT输出能量求和而得。最后的总和返回微处理器34。通常每个搜索器逐步通过搜索窗口,每个搜索器由微处理器34与其它搜寻器配为一组,它们每个与邻接的一个相隔半个PN片段。在这种方式下,因为在四分之一片段的最大可能偏置误差处仍存在足够的相关能量,从而确保不会因搜索器未与正确的路径偏置相关而使路径偶然丢失。在一组搜索器26顺序通过搜索窗口之后,微处理器34对返回的结果进行评价,寻找用于解调元件分配的最强路径,这在上述提及的正在审查的美国专利申请No.08/144,902中进行了描述。
随着移动单元在基站覆盖范围内的移动,多重路径环境一直在变化。根据能足够快地找到多重路径的需要来设定必须实现的搜索器的数目,从而可以使解调单元较好地利用路径。另一方面,所需解调单元的数目通常是任意时刻所找到的可用路径数目的函数。为了满足这些要求,对于四个解调器集成电路(IC)中其中每一个来说,图2的系统包含两个搜索器26和一个解调单元24,每个信道单元的调制解调器总共有四个解调器单元和八个搜索器。这12个处理单元中的每一个都包含完整的解调数据路径,包括采用相对面积较大成本较贵的在集成电路上实现的FHT处理器。除了四个解调单元IC以外,信道单元调制解调器还包含一个调制器IC和一个前向纠错译码器IC,总共6块IC芯片。解调单元与搜索器的管理和协调需要功能强大和昂贵的微处理器。正如在图2的调制解调器中的实施方式那样,这些电路完全是独立的并且需要微处理器34的紧紧引导以顺序通过正确的偏置并处理FHT的输出。每个Walsh符号微处理器34接收一个中断以处理FHT输出。该中断的速率本身就使得高性能的微处理器变得必不可少。
如果调制解调器所需的6个IC可用压缩为需要少量微处理器支持的单块IC,从而减少了直接的IC成本和调制解调器板的制造成本,并能够向廉价的微处理器移植(或者是单块高性能微处理器同时支持几个调制解调器),则会带来很多优点。仅仅靠压缩IC制作过程中各部件尺寸并将6块芯片放于单块基座上是不够的;对于真正高性能价格比的单个芯片调制解调器,需要重新设计解调器的基本结构。由以上讨论可见,显然需要一种信号接收和处理装置,它能够以较低的成本和从结构上更有效的方式解调扩频呼叫信号。
本发明是一种单片集成搜索处理器,它能够快速估计接收到的呼叫信号中所包含的潜在多路径的大量偏置值。对于图2的系统,每个搜寻器包含一个能完成每个Walsh符号的FHT变换的FHT处理器。在图2的方式中,为了获得更大的搜索器处理能力,必须增加分立的搜索器单元,每个均有其自己的FHT处理器。本发明的基本要点是去掉FHT处理器序列与实时间的耦合,并代之以由解调和搜索处理共享的单时间片FHT处理器。为了充分利用FHT的快速处理,需要向FHT处理器快速提供数据流。本发明将高效提供数据的机构放入FHT处理器。
【发明内容】
根据本发明,扩频通信系统用的信号解调器采用单片集成搜索处理器来快速估计可能包含所接收呼叫信号的多路径的大量偏置值。在完成所分配的搜索之后,集成电路搜索处理器提供分配解调单元时所需的最佳候选路径的一览表。
集成搜索处理器的操作基于采用快速Hdamard变换(FHT)处理器为驱动对,Walsh编码天线样本的解调。FHT处理器可以以多倍于数据接收的实时速率操作。例如在较佳实施例中,FHT处理器可以在系统接收到一个有用数据的Walsh符号值时产生与32个Walsh符号相关的结果。
为了发挥快速FHT处理器的优势,系统需要相应地向FHT处理器快速提供数据。在较佳实施例中,天线样本已受扩频调制并在送至FHT处理器之前必须经过去扩展器。
需要两个缓冲器向去扩展器提供输入:第一缓冲器需要存储天线数据样本而第二缓冲器需要存储PN序列样本。由于天线样本的数据比特较PN序列的更多,所以限制需要存储的天线数据样本的数量是有利的,即使原本是意味着要扩大必须存储的PN序列数据的数量。较佳实施例中的天线样本缓冲器可以存储两个数据的Walsh符号数值。它以循环的方式被写入或读出。在较佳实施例中,PN序列缓冲器包含四个数据的Walsh符号值。
为了便于天线样本缓冲器以循环方式操作,集成搜索处理器的操作划分为几组分立的搜索组。每组分立的搜索组被称为搜索耙。每个分立的搜索被称为耙元件。每个耙元件与一个数据的Walsh符号值和一个FHT处理器变换操作对应。环形缓冲器的操作使得搜寻耙中每个连续的耙单元与前一个耙元件相隔半个PN序列片段,并在时间上相差半个偏置值。在这种结构中,公共搜索耙中每一个耙元件与同一PN序列相关。
搜索耙组可以在搜索窗口内定义。搜索窗口组可以定义为天线搜索集。一个天线搜索集可以由微处理器通过指定几个参数来定义。随后,集成搜索处理器在不需微处理器进一步输入的情况下完成指定的搜索并向微处理器提供结果。在这种方式下,集成搜索处理器以最少的处理工作量快速完成多次搜索。
附图的简要说明
通过结合附图的详细描述可以进一步理解本发明的特征、目标和优点,附图中相同的字符表示相同的部分:
图1示例表示严重的多重路径信号状态;
图2为通信网络解调系统技术现状的框图;
图3表示按照本发明构造的示例性的CDMA电话通信系统;
图4为按照本发明构造的信道单元调制解调器的框图;
图5为搜索处理器的示例框图;
图6表示采用第一偏置的天线样本缓冲器的循环性质;
图7表示在图6的第一偏置处第二累加的天线样本缓冲器的环形性质;
图8表示第二偏离的天线样本缓冲器的循环性质;
图9为表示搜索器如何对接收机输入处理的时间函数图;
图10为搜索器前端的框图;
图11为搜索器的去扩展器的框图;
图12为搜索器结果处理器的框图;
图13为表示搜索器序列控制逻辑框图;
图14为表示图5中所描述的处理序列以及图13中某些控制逻辑单元的相应状态的时序图;以及
图15为另一个搜索处理器的框图。
发明的较佳实施方式
本发明可以实现于各种数据传输应用中,在图2所示的较佳实施例中它实现于声音和数据传输用的系统100内,其中,系统控制器和交换机,又称之为移动电话交换局(MTSO)102,完成界面和控制功能以允许在移动单元104与基站106之间进行呼叫。MTSO102还控制公用交换电话网(PSTN)108与向移动单元104发送或从其接收数据的基站106之间的呼叫路由。
图4表示按照上述专利所述的以CDMA方法和数据格式操作的信道单元调制解调器110和基站基础结构的其它单元。多根天线112向模拟发送接收机106提供了反向链路信号114。模拟发送机接收机116将信号降频转换到基带并以8倍于PN片段的速率对波形进行采样。模拟发送接收机116通过基站RX的背面信号118向信道单元调制解调器110提供数字样本。当分配到活动的呼叫时,解调器前端122和集成搜索处理器128利用上述专利所述的PN序列从来自包含在反向链路信号中的多个呼叫信号中的一个特定呼叫中分离出一个信号。
图4的信道单元调制解调器110包括了单个识别所接收信号中多重路径信号的集成搜索处理器128。信道单元调制解调器110包含单个时间共享快速Hadamard变换(FHT)处理器120以服务于集成搜索处理器128和解调器前端128。FHT处理器120将输入数据与每个可能的Walsh符号匹配。在示例性的实施例中,有64个可能的Walsh符号。FHT处理器引擎120输出与64个可能的Walsh符号中的每一个对应的能量水平,这里较高的能量水平表示相应的Walsh符号具有较高的发送几率。最大值检测160确定每次输入FHT处理器120的64个输出中的最大的一个。该最大能量和Walsh符号的序号随后送至集成搜索处理器和流水线解调器处理器126。流水线解调器处理器126包含的功能与已有技术的非集成解调器单元包含的相同,后者没有在解调器前端122实现,无法在同一时间段内为FHT处理器共享。流水解调器处理器126也进行时间对准并将在不同偏置处接收到符号数据组合成单个解调的“软判决”符号流中,符号流经过加权以使解交织—前向纠错译码器130达到最佳性能。此外,流水解调器处理器126还计算接收到的信号的功率电平。根据接收到的功率电平,产生一个功率控制指示以命令移动单元提高或降低其发射功率。功率控制指示随后通过解调器140,该指示加入基站发送信号以供移动单元接收。这种功率控制回路利用上面提及的美国专利5,056,109所述的方法进行操作。
软判决符号流输出至解交织—前向纠错译码器130,在那里进行解交织译码。信道单元微处理器136监督整个解调程序并经过微处理器总线界面134从解交织—前向纠错译码器获得恢复后的呼叫信号。呼叫信号随后通过数字反向传输链路121传到MTSO102,MTSO通过PSTN108接入呼叫。
正向链路数据路径的运行与前面介绍的反向链路的功能在许多地方正好相反。信号从PSTN108通过MTSO102提供到数字反向传输链路上。数字反向传输121通过信道单元微处理器136向编码器—交织器138提供输入。在对数据编码和交织之后,编码器—交织器138将数据送至解调器140,其调制方式如上面提及的专利所述的那样。调制器的输出送至发送相加器142中,在那里与其它信道单元调制解调器的输出相加。然后在模拟发送接收机116中进行基带信号升频变换及放大。相加的方法在有待审查的题为“用于多重数字波形相加的串连链路互联”的美国专利申请中有所描述,该申请已经转让给了本发明的受让人。正如在上面提及的专利申请中所述的那样,对应于每个单元110的发送求和器可以以数据分析和整理链的方式进行级联,从而产生最终的和供模拟发送接收机广播。
图5所示包含了集成搜索处理器128的单元。搜索处理的核心是时间分片式FHT处理器120,如上所述,它由集成搜索处理器128和解调器前端122(图5中未画出)共享使用。除了共享的FHT处理器120和最大值检测160部分以外,集成搜索处理器128单独存在,并且是自控制和自包含的。在下述方式下,FHT处理器120可以以32倍于图2的FHT处理器52的速率完成Walsh符号的变换。这种快速变换能力提高了信道单元调制解调器110的时间片段的性能。
在较佳实施例中,FHT处理器120采用6阶蝶形网络的结构。这种蝶形网络结构是本领域内熟知的技术。它们提供了高效的机构,通过尽量减少门电路和操作的数量以及利用完成变换所需时钟循环数和速度进行FHT。
由产生Walsh符号的对称性可知蝶形网络可以用于用来进行逆变换,n阶的Walsh函数可以递归地定义如下:W(n)=W(n/2),W(n/2)W(n/2),W′(n/2)]]>
这里W’表示W的逻辑补,并且W(1)=0在较佳实施例中,n=6的Walsh序列已产生了,因此6级蝶形格子用来使64个输入样本与64个可能的Walsh函数中的每一个相关。蝶形格子是一组6个并联加法器。
为了使FGT处理器120获得吞吐能力32倍于其实时从属系统的好处,必须向FHT处理器120提供高速输入数据以供进行处理。已经专门定制了天线样本缓冲器172以满足这种需要。天线样本缓冲器172以环形方式读取或写入。
搜索处理分为几组对单个偏置值的搜索。分组的最高层是天线搜索组。每个天线搜索组由多个搜索窗口组成。一般情况下,天线搜寻组内的每个搜索窗口是一个完成同样操作的搜索组,其中天线搜索的每个搜索窗口接受来自不同天线的数据。每个搜索窗口由一组搜索耙元件组成。每个搜索耙就是在与Walsh符号持续期相同的时间内对各偏置值进行的一组顺序搜索。每个耙元件代表在给定偏置值处的单个搜索。
在搜索过程开始时,信道单元微处理器136发送定义了作为天线搜索组一部分的搜索窗口的参数。搜索窗口的宽度可以在PN片段中指定。完成搜索窗口所需的搜索耙的数量根据搜索窗口内定义的PN片段数而变化。每个搜索耙内的耙元件的数目可以由信道单元微处理器136定义或者固定为一个常数。
再次参见图1,其表示从单个移动单元到达基站的典型的一组信号,可以更为清楚地理解搜索窗口、搜索耙和耙元件之间的关系。图1的垂直轴表示以分贝(dB)为单位的接收到的功率。水平轴表示信号因多路径引起的信号到达时间的延迟。指向页面的轴(未画出)代表一个时间区段。位于页面公共平面内的每个信号峰以同一时间到达但是由移动站以不同的时间发送。
水平轴可以视为具有PN片段偏置的单位。在任何给定的时间,基站检测到来自单个移动单元的各种信号,每个都经过不同的路径并具有不同的延迟。移动单元的信号由PN序列调制。PN序列的副本在基站生成。在基站,如果对每个多路径信号单独调制,这需要使PN序列代码与每个信号的定时对准。每个这样的经过对准的PN序列在基站处从零偏离参照点开始延迟。这样的PN序列所延迟的PN片段数可以映射到水平轴上。
在图1中,时间段10代表待处理的PN片段偏置值的搜索窗口组。时间段10被分为诸如耙9之类的5个不同的搜索耙。每个搜索耙由数个代表待搜索的时间偏置的耙元件组成。例如,在图1中,每个搜寻耙由例如用箭头8指示的8个不同的耙元件组成。。
为了处理箭头8指示的单个耙元件,需要有在该偏置处的一段时间内的样本。例如,为了处理箭头8指示的耙元件,解扩展处理需要箭头8指示的偏置处指向页面的一段时间内的一组样本。解扩展处理还需要相应的PN序列。PN序列可以通过对样本到达时间和待处理的偏置进行标记而确定。所需的偏置可以与到达时间结合起来以确定相应的与接收到的样本相关的PN序列。
当耙元件解扩展时,接收天线取样而PN序列在时间段内运行一系列的数值。应该注意到接收到的天线样本如图1所示对所有偏置是相同的,而且所示的尖峰2-7表示同时到达并且只能由解扩展过程区分的典型的多路径峰值。
在下述较佳实施例中,每个耙元件在时间上偏离先前的耙元件半个PN片段。这意味着如果对应箭头8的耙元件从所示层面开始并随时间推移(指向页面)是相关的,则对应箭头8的左边的耙元件从所示层面反向半个片段开始采用样本。这个时间的推移使得公共搜索耙中的每个耙元件与同一PN序列相关。
每个移动单元接收基站发送的由于通过陆基环境而延迟一定时间的信号。在移动单元中还产生同一长短的代码。移动单元根据从基站检测到的时间参照产生时间参照。移动单元采用时间参照信号作为长短代码发生器的输入。因此基站接收到的来自移动单元的信息信号被延迟了,其延迟等于基站与移动单元之间信号往返路径。因此,如果用于搜寻处理中的PN发生器202、204和206的定时从属于基站处的零偏置定时基准,则在从移动单元接收到相应的信号之前,总是可以利用发生器的输出。
在OQPSK信号中,I信道和Q信道数据在时间上互相偏离半个片段。因此较佳实施例中采用的OQPSK解扩展需要两倍于片段速率的采样数据。搜索处理也对以半个片段速率采样的数据最佳操作。搜索耙内的每个耙元件与前一个耙元件偏离半个片段。半个片段耙元件分辨率保证了多重路径峰不会被忽略检测。基于这些原因,天线采样缓冲器172存储的数据采样速率是两倍于PN片段速率。
从天线样本缓冲器172中读取一个数据的Walsh符号值。每个后继的耙元件以偏离前面的耙元件半个PN片段的偏离从天线样本缓冲器读出。由去扩展器用从PN序列缓冲器176读取的同一PN序列对每个耙元件解扩展。天线样本缓冲器172用于搜索耙中每个耙元件。
天线样本缓冲器172为两个Walsh符号深度并且在整个搜索过程不断读出和写入。在每个搜索耙内,首先处理的是在时间上偏离最远的耙元件。最远的偏离对应的是从移动单元到基站的最远路径的信号。搜索器开始处理搜索耙的时刻标定为对于与搜索耙内具有最远偏离的耙元件相关的Walsh符号的边界。时间选通点,又称为偏置Walsh符号边界,指示了从搜索耙内第一个耙元件开始搜索的最早的时间,这是由于天线样本缓冲器172内所有需要的样本都是可以使用的。
注意到它的环形特性就能更容易地理解天线样本缓冲器172的操作。图6表示了天线样本缓冲器172操作的示意图。在图6中,厚的圆圈400可以视为天线样本缓冲器172本身。天线样本缓冲器172包含用于两个数据的Walsh符号的存储器位置。写指针406实时沿着所指的方向环绕天线样本缓冲器172转动,这意味着写指针406在两个样本的Walsh符号值送至搜索器前端174的时间内环绕两个Walsh符号深度天线样本缓冲器172旋转。随着按照写指针406指示的存储位置将样本写入天线样本缓冲器172,先前存储的数值就被覆盖。在较佳实施例中,由于两个Walsh符号中的每一个都包含64个Walsh片段,每个Walsh片段包含4个PN片段,而每个PN片段采样两次,所以天线样本缓冲器172包含1024个样本。
搜索过程的操作分为分立的“时间片”。在较佳实施例中,一个时间片等于Walsh符号持续期的1/32。每个Walsh符号选用32个时间片是由完成FHT所用的时钟频率和时钟循环数决定的。对一个Walsh符号完成一次FHT需要64个时钟循环。在较佳实施例中,采用了8倍于PN片段频率的时钟并提供必要的性能。8倍与PN片段速率的频率乘以64个所需的时钟等于接收两个数据的Walsh片段值的时间。由于每半个缓冲器内有64个Walsh片段,所以在读取一个完整的Walsh符号中需要32个时间片。
在图6中,厚圆圈400外部的一组同心圆弧代表对天线样本缓冲器172的读取和写入操作(厚圆圈400内的圆弧用于帮助理解而非对应读取和写入操作)。每个圆弧代表一个时间片内的读取和写入操作。在时间上首先产生最接近圆心的圆弧,而每个后继圆弧代表箭头414所指连续时间片内发生的操作。每个同心圆弧对应着由厚圆圈400表示的天线样本缓冲器172的一部分。如果想象从厚圆圈400圆心到每个同心圆弧端点画一条半径,那么半径与厚圆弧400的交点之间的厚圆圈部分就代表所访问的存储器的位置。例如,在所示的第一个时间片内,有16个天线样本写入圆弧402A代表的天线样本缓冲器172内。
在图6、7和8中,假定所示搜索窗口采用以下搜索参数:
搜索窗口宽度=24PN片段
搜索偏置=24PN片段
累加的符号数=2
每个搜索耙的耙元件数=24图6还假定在圆弧402A所示的写入之前天线样本缓冲器172几乎包含了近全部有效数据的Walsh符号的值。在随后的时间片内,发生了对应圆弧402B和402C的写入。在一个Walsh符号时间内所用的32个时间片期间内,写入操作从圆弧402A持续进行到402FF,这里大多没有示出。
圆弧402A到402FF所表示的32个时间片对应的是完成一个搜寻耙的时间。采用以上参数,搜索耙从离零置基准有24个PN片段偏置处开始或者说实时处开始且包含24个耙元件。24个PN片段偏置对应的是从圆弧402A指示的第一次写入处开始沿圆周旋转16.875度(以24个PN片段偏置除以半个天线样本缓冲器172内的片段总数256并乘以180度来计算)。圆弧412表示16.876度的圆弧。24个耙元件对应的是大部分没有示出的圆弧404A-404X所示的读取。对应404A的第一个读取开始于对应402C写入后不久的某个偏置值处,从而可以使用相邻的一组数据诸如404B的每一个后继读取偏离前一个读取一个存储位置,对应时间上的1/2PN片段。在所示的搜索耙期间,读取沿着与写入指针指示406相反的旋转方向以逆时钟方向,随着时间的进展向圆弧404A-404X所示的更早的时间偏置移动。圆弧404A-404X表示的24读取跨越圆弧418指示的圆弧。渐进地移向早期样本的读取具有的优点是在搜索窗口内每个搜索耙均被执行时可提供无间隙搜索。接下来详细解释该优点。
对应圆弧404A-404X的每个读取将一个Walsh符号宽的数据送至去扩展器178。因此该读取对应于在厚圆圈400上跨越以180度。注意在图6所示的搜索耙中,对应于最后写入的圆弧402FF和对应于最后读取的圆弧404X并不包括有任何公共的存储位置以确保有效的邻接数据。但是,如果假设读取和写入的模式是连续的,则它们实际上将交叉,并且在这种情况下将无法提供有效的数据。
多数信号状态下,在相当于一个Walsh符号的时间内收集的相当于一个耙元件的数据结果不足以提供分集信号位置的精确信息。此时,一个搜索耙可以多次重复搜索。公共偏置处的连续搜索耙内的耙元件结果由搜索结果处理器162累加,下面将详细讨论。在这种情形下,上述给定的搜索参数表明在每个偏置处累加的符号数为2。图7表示图6中的搜索耙对下一个后继的数据的Walsh符号值在同一偏置处的重复。注意到天线样本缓冲器172包含两个数据的Walsh符号值从而使得图7指示的搜寻耙期间内进行处理所需的数据在图6所示的搜索耙期间内写入。在这种结构中,存储器位置相差180度代表了相同的PN偏置。
完成图6和图7两个累加的搜索耙之后,搜索过程进入搜索窗口的下一个偏置值。前进量等于所处理的搜索耙的宽度,以这种情况下,其值为12PN片段。如搜索参数所定义的,搜索窗口宽度为24个PN片段。窗口的宽度决定了完成搜索窗口需要多少搜索耙。在这里需要两个不同的偏置来覆盖24个PN片段窗口宽度。窗口宽度由图8的圆弧412表示。该搜索窗口的第二偏置紧随先前搜索耙的最后偏置而开始并从圆弧430A指示的第一写入开始处的位置设定的标称零偏置点处继续下去。在大部分未画出的圆弧432A-432X指示的搜索耙内有24个耙元件。由圆弧430A-430FF表示32个写入。由此使得圆弧430FF表示的最后一次写入和圆弧432X表示的最后一次读取在参考箭头434指示的天线样本缓冲器172内相邻。
因为搜索参数规定每个符号要累加两次,所以图8所示搜索耙在天线样本缓冲器172对面一侧要重复一次,这在许多地方与图6的搜索耙要在图7中重复一次相似。在完成第二搜索耙的第二累加时,采用集成搜索处理器128开始了另一个搜索窗口。随后的搜索窗口可以具有新的偏置或者指定给新的天线,或者两者兼而有之。
图8中,缓冲器中读取一半和写入一半部分之间的边界的位置由标号436标记。在图6中,边界用标号410表示。用来指示标号436所对应的时间点的信号称为偏离Walsh符号选通信号,它也表示一个新的样本的Walsh符号值已可使用。随着窗口内的搜索耙进入更早的偏置,缓冲器的读取一半和写入一半部分如图8所示,沿着逆时钟的方向选转。如果在完成当前窗口后所处理的偏离需要有较大的变化,则偏离Walsh符号选通信号可以在圆周上前进较长一段距离。
图9中的搜索时间线进一步提供了搜索器处理的图示说明。时间沿着水平轴画出,单位为Walsh符号。沿着垂直轴示出了天线样本缓冲器172的地址和PN序列缓冲器地址,单位也为Walsh符号。由于天线样本缓冲器172有两个Walsh符号深度,所以天线样本缓冲器172的寻址在偶数Walsh符号边界处转折,但是为了便于阐述,图9画出的是从另一个的顶部折叠之前的地址。样本被写入天线样本缓冲器172其地址直接取自取得它们的时间,所以天线样本缓冲器172内的写入指针184是一条45度的倾斜直线。待处理的偏离映射成天线样本缓冲器地址174内的基地址以开始单个耙元件的样本的一个Walsh符号的读取。耙元件示于图5,几乎垂直干读取指针线段192。每个耙元件映射到垂直轴上的某高度处的Walsh符号。
搜索耙内的耙元件之间的垂直间隔由因中断搜索过程以使用FHT处理器120的解调器前端122产生。解调器前端122进行实时操作并在任何时候要处理当前或者队列数据组的时候具有使用FHT处理器120的第一优先权。因此典型的情况是在每一个由解调前端122解调的PN偏置所对应的每个Walsh符号边界上解调前端120要使用FHT处理120。
图9表示与图6、7和8所示相同的搜索耙。例如,搜索耙194包含24个耙元件,每一个对应图6的读取弧404A-404X中的每一个。在图9中,对于搜索耙194,指针410指示了偏置Walsh符号的选通点与图6的同样指针对应。为了读取当前的样本,每个耙元件必须放于写入指针181的下面。搜索耙的耙元件的向下斜率表示走向更早样本的步骤。搜寻耙195与图7上的搜索耙对应而每个搜索耙196对应图8所示的搜寻耙对应。
在上述参数定义的搜索窗口内,即使搜索耙包含32个可用时间段,每个搜索耙也只定义了24个耙元件。每个耙元件可以在一个时间段内处理。但是,实际上是不可能将每个搜索耙的耙元件数增加至32以匹配搜索耙期间所用的时间段的数量。解调前端122使用了FHT处理器时间的一些可用时间片,例如4个时间片段用于处理图9中的插入178处的信号。还存在一个与耦前进有关的时间延迟,这是因为读取过程必须等待写入过程在前进的偏置值处在缓冲器内填满有效数据。而且还需要一些裕量用来在观察到偏离Walsh符号选通信号之后同步到时间段处理边界。所有这些因素实际上限制了单个搜索耙中可以处理的耙元件数。在有些情况下,每个搜索耙的耙元件个数可以增加。例如解调前部122只分配了一个的解调单元并在每个搜索耙只中断一次FHT处理器120。因此,在较佳实施例中,每个搜索耙上的耙元件由信道单元微处理器136控制。在另一个实施例中,每个搜索耙上的耙元件数为固定的常数。
当在输入端源天线和样本缓冲器间切换或者改变搜索窗口起始点或搜索之间宽度时,可能会存在明显的额外开销延迟。如果一个耙需要某一组样本而下一个不同天线的耙需要使用缓冲器的重叠部分,该下一个耙就必须将处理推迟直到产生下一个偏离Walsh符号边界,在该处,新天线源的样本的完整Walsh符号可供使用了。在图9中,搜索耙198正在处理来自天线的数据,该天线不同于搜索耙197的天线。水平线188指示了新天线输入样本对应的存储器位置。注意,搜索耙197与198没有使用任何公共的存储器位置。
对于每个时间段,必须向样本缓冲器写入两个样本的Walsh片段,可以从样本缓冲器读取一个完整的样本Walsh符号。在较佳实施例中,每个时间段由64个时钟循环。一个完整的样本Walsh片段包括四组样本:准时的I信道样本,迟到的I信道样本,准时的Q信道样本,迟到的Q信道样本。在较佳实施例中,每个样本为4比特。因此天线样本缓冲器172需要每个时钟有64个比特。采用单端口的RAM,最直接的缓冲器设计是将字宽增加到128比特,并将缓冲器分为两个64比特宽的64个字,能独立地对偶数和奇数Walsh片段缓冲器168、170读取/写入。写入频率以低得多,是在读之间以多路方式写入缓冲器,读取则按相继的时钟周期依次在两组缓冲器间切换。
从偶数和奇数Walsh片段缓冲器读取的样本的Walsh片段对实际的RAM字排列来说具有任意的排列。因此在时间片段的第一次读取上,这两半都被读入去扩展器178以形成两个Walsh片段宽的窗口,从中获得与当前偏置对准的单个Walsh片段。对于偶数Walsh片段搜索偏置值,偶数和奇数Walsh片段缓冲器第一次读取的地址是相同的。对于奇数Walsh片段偏置值,偶数的第一次读取的地址先于奇数地址一个地址以提供始于样本缓冲器奇半部分的连续Walsh片段。去扩展器178所需的附加Walsh片段可以通过从单个Walsh片段缓冲器的读取传递。随后连续的读取保证总是有两个更新的Walsh片段宽的窗口,从中提取与处理的当前偏离对准的数据的Walsh片段。
再次参见图5,对于所处理的搜索耙中每个耙元件,在解扩展过程采用来自PN序列缓冲器176的同一个PN序列数据的Walsh符号。对于时间片的每个时钟周期,需要四对PN-I’和PN-Q’。采用单端口的RAM,使字宽增加一倍并经常只读取其中一半。每个时间片中所需的向PN序列缓冲器176的一次写入是在非读取周期内进行。
由于搜索过程可以确定从当前时间算起直到两个Walsh符号延时的PN偏离,所以必须存储四个PN序列数据的Walsh符号值。在较佳实施例中,PN序列缓冲器176的RAM有128个字每字为16比特。由于开始的偏置可以以两个Walsh符号变化并且一旦选取开始偏置,就需要一个PN序列数据的Walsh符号值相关,这意味着需要3个数据的Walsh符号值来解扩展,所以需要4个Walsh符号。由于同一PN序列被不断重复使用,所以PN序列缓冲器176内的数据在对于单个搜索耙的解扩展过程中无法被覆盖。因此需要一个附加的Walsh符号存储器来存储产生的PN序列数据。
写入PN序列缓冲器176和天线样本缓冲器172的数据由搜索器前端174提供。图10示出了搜索器前端174的框图。搜索器前端174包括短码I和Q PN生成器202、206以及长码用户PN生成器204。I和Q PN生成器202和206以及长码用户PN生成器204输出的数值由一天中的时间确定。每个基站都具有一个诸如GPS时序之类的通用定时标准以产生定时信号。每个基站还经空中向移动单元发送定时信号。在基站处,因为定时参准与通用基准对齐,故定时基准具有零偏置。
长代码用户PN生成器204的输出分别通过异或门208、210与短码I和Q PN生成器202、206的输出进行逻辑异或运算。(在移动单元内也进行同一过程并且其输出用来调制移动单元发送的信号。)异或门208、210的输出存储在串—并移位寄存器212内。串—并移位寄存器212将序列缓冲直到达到PN序列缓冲器176的宽度。串—并移位寄存器212的输出随后写入PN序列缓冲器176内零偏置参考时间的地址。在这种方式下,搜索器前端174向PN序列缓冲器176提供PN序列数据。
搜索器前端还向天线样本缓冲器172提供天线样本。接收样本118经MUX216从多根天线中之一选取。从MUX216中所选接收样本传递到锁存器218,在那里它们被抽选,即只有四分之一的样本用于搜索过程。接收样本118由模拟发送接收机116(图4)以8倍于PN片段的速率采样。搜索算法中的处理过程设计成以一半的片段速率采样。因此,只有四分之一的接收样本需要传递到天线样本缓冲器172内。
锁存器218的输出送至串—并移位寄存器214,在那里缓冲的样本数直到达到天线样本缓冲器172的宽度。样本随后被写入位于取值零偏离参考时间的地址处的偶数、奇数Walsh片段缓冲器168、170内。在这种方式下,去扩展器178可以将天线样本数据与有关PN序列的已知偏置对齐。
再次参见图5,对于时间片内的每个时钟周期,去扩展器178从天线样本缓冲器172中提取天线样本的一个Walsh片段以及从PN序列缓冲器176中提取相应的一组PN序列数值,并通过MUX124向FHT处理器输出一个I和Q信道Walsh片段。
图11表示去扩展器178的详细框图。偶数Walsh片段锁存器220、奇数Walsh片段锁存器222分别锁存来自偶数Walsh片段缓冲器168、奇数Walsh缓冲器170的数据。MUX组224从偶数Walsh片段锁存器220、奇数Walsh片段锁存器222表示的两个数据的Walsh片段值提取所用的样本Walsh片段。MUX226的选择逻辑根据所处理的耙元件的偏置确定了Walsh片段的边界。Walsh片段输出到OQPSK去扩展器的异或组228。
来自PN序列缓冲器176的PN序列数值被PN序列锁存器234锁存。桶形移位器232根据所处理的耙元件的偏置值将PN序列锁存器234的输出循环移位,并将该PN序列送到OQPSK去扩展器异或组228,根据PN序列有条件地将天线样本反变换。异或后的数值随后通过在OQPSK内完成加法运算的加法器树230相加,随后将四个解扩展片段输出相加在一起以形成一个输入FHT的Walsh片段。
再次参见图5,FHT处理器120通过MUX124从解扩展器178提取接收到的Walsh片段,并且采样6级蝶形网格,使得这64个输入样本在64个时钟周期片段内的与64个Walsh函数中每一个相关。MAX最大值检测160可以用来从FHT处理器120中寻找最大的相关能量输出。MAX检测160的输出送至作为集成搜索处理器128一部分的搜索结果处理器162处。
搜索结果处理器162详细示于图12。搜索结果处理器162也以时间分片的方式运行。提供给它的控制信号以流水方式延时,使之能与向FHT处理器120输入Walsh片段开始算起的二个时间片延迟匹配以获得最大的能量输出。如上所述,可以设定一组搜索窗口参数使得在处理选取偏置的结果之前将许多等效的Walsh符号数据累加。在图6和7所用的参数中,累加的符号数为2。搜索结果处理器162完成求和以及其它功能。
当搜索结果处理器162进行连续Walsh符号的求和时,它必须存储搜索耙中每个耙元件的累加和。这些累加的和存储在Walsh符号累加RAM240中。每个搜索耙的结果从每个耙元件的MAX检测160被输入到求和器242中。求和器将当前结果与来自Walsh符号累加RAM240的相应的可用中间数值相加。在每个耙元件的最后Walsh符号累加上,从Walsh符号累加RAM240中读取中间结果并由求和器242将其与耙元件的最终能量相加以产生该耙元件的最终搜索结果。搜索结果与搜索中至此发现的最佳结果比较,如下所述。
在前述的题为“能够接收多个信号的系统的解调单元的分配”的正在审查之中的美国专利申请No.08/144,902中,其较佳实施例根据搜索结果分配解调单元。在本较佳实施例中,在最佳结果寄存器250内存储了8个最佳的结果。(在其它实施例中可以存储较多或较少的结果)中间结果寄存器164存储峰值和相应的排序次序。如果当前搜索结果能量超出了寄存器中至少一个能量数值,则搜索结果处理器控制逻辑254丢弃中间结果寄存器164内8个最佳的结果,并且插入新的结果,连同其合适的排序量、PN偏置和对应耙元件结果的天线。所有排序较小的结果都将序号减少一。在本技术领域内提供了许多方法来实现这种存储功能。其中的任何一种都可以在本发明的范围内采用。
搜索结果处理器162具有本地峰值滤波器,它基本上由比较器244和先前能量锁存器246构成。本地峰值滤波器如果处于能工作状态,即使搜索结果能量有资格入选,也将阻止中间结果寄存器164的更新,除非搜索结果代表了本地多重路径峰值。在这种方式下,本地峰值滤波器避免了强烈而宽范围内“模糊不清的”多重路径在中间结果寄存器164内填充入多重路径项,从而没有空间留给较弱的但可以作为解调更佳的候选者的明显的多重路径。
本地峰值滤波器的实现是直接的。先前耙元件之和的能量值存储在先前能量锁存器246内。比较器244将现在的耙元件之和与存储值进行比较。比较器244的输出指示两个输入中较大的一个并且锁存于搜索结果处理器控制逻辑254内。如果先前样本代表本地的最大值,则搜索结果处理器控制逻辑254将先前能量结果与存储在上述中间结果寄存器164内的数据进行比较。如果本地峰值滤波器由信道元件微处理器136使之不工作,则与中间结果寄存器164的比较总是能够的。如果搜索窗口边界处开始或最后的耙元件具有一定斜率,则将斜率锁存器置位从而可以将边界边缘值视为峰值。
该本地峰值滤波器的简单实现可以借助对搜索耙内早期符号的渐进读入。如图6、7、8、和9所示,在一个搜索耙内,每个耙元件渐进处理早先到达的信号。这种渐进意味着在搜索窗口内,搜索耙内最后一个耙元件与下一个搜索耙内第一个耙元件在偏置上是相邻的。因此,本地峰值滤波器的操作不必改变并且在跨越搜索耙边界时,比较器244的输出也是有效的。
在搜索窗口处理的结束处,存储在中间结果寄存器164内的数值传送到最佳结果寄存器250内可供信道单元微处理器136读出。搜索结果处理器162由此从信道单元微处理器136中承担了大量的工作负荷,在图2系统中信道处理器需要独立处理每个耙元件的结果。
前面部分的讨论集中在集成搜索处理器128的处理数据路径上并且详细描述了原始的天线样本118是如何转换为最佳结果寄存器250输出的多重路径一览报告的。下面部分将详细描述如何控制搜索处理数据中的每个单元。
图5的控制方框166详细示于图13。如上所述,信道单元微处理器136指定了一组搜索参数,其中包括存储在天线选择缓冲器348内的要搜索的一组天线,存储在搜索偏置缓冲器308内的起始存储,存储在耙宽度缓冲器312的每个搜索耙的耗元件个数存储在搜索宽度缓冲器314的搜索窗口宽度,存储在Walsh符号累加缓冲器316内要累加的Walsh符号数目存储,以及存储在控制字缓冲器346内的控制字。
存储在搜索偏置缓冲器308内的起始偏置的分辨率规定为8个片段。在搜索器前端174中起始偏置由图10的锁存器218控制抽选以决定那些样本应移去。由于在本实施例中采样两个Walsh符号宽的天线样本缓冲器172,所以起始偏置的最大值是PN片段的一半而小于两个完整的Walsh符号。
到此为止,才揭示了完成搜索的一般结构。实际上还有几种预先确定的搜索类别。当移动单元开始试图访问系统时,它采用Walsh零符号发送称之为先导序列的导引导信号。Walsh零符号是包含了逻辑全零而不是上面描述过半的一半为1、一半为零的Walsh符号。当完成先导序列搜索后,搜索器寻找在访问信道上发送Walsh零符号引导信号的移动单元。先导序列搜索的结果为Walsh零符号的能量。当进行捕获模式访问信道搜索时,不管是否检测到最大输出能量,max检测160都输出Walsh零符号的能量。存储在控制字缓冲器346内的控制字包括了一比特先导序列用以指示正在进行先导序列搜索。
如上所述,较佳实施例的功率控制机构测量从移动单元接收到的信号电平并形成一个功率控制指示以命令移动单元增加或者减少移动单元的发送功率。功率控制机构在信道通行操作期间,对一组称为功率控制组的Walsh符号组进行操作。(信道访问操作紧接着信道通行操作意味着是活动呼叫期的。单个功率控制组内所有的Walsh符号在移动单元处用相同的功率控制指示命令发送。
如上所述,在本发明的较佳实施例中,移动单元发送信号在信道通行操作期间是速率可变的。在搜索过程中基站不知道移动单元发送的速率。当连续的符号累加起来的时候,在累加期间发射机不得关断。功率控制组中连续的Walsh符号是成组选通的,这意味着在较佳实施例中构成功率控制组的连续的6个Walsh符号全部被选通或者不选通。
因此,当搜索参数规定在信道通行操作期间要用多个Walsh符号累加,搜索过程开始或结束时必须在单个功率控制组内对齐各搜索耙。存储在控制字缓冲器346内的控制字包括一个功率控制组对准比特。在功率控制组对准比特置为1用以指示信道通行搜索时,搜索过程与下一个功率控制组边界同步而不是只与下一个偏置Walsh符号边界同步。
存储在控制字缓冲器346内的控制字还包括图8中所述的峰值检测滤波器的启动比特。
按照控制字的连续/单步比特的设定,搜索器运行在连续或者单步模式下。在单步模式下,完成搜索后,集成搜索器128返回空闲状态以等待进一步的指令。在连续模式下,集成搜索处理器128总是在搜寻,并且直到信道单元微处理器136发出结果可用的信号,集成搜索处理器128才开始下一次搜索。
搜索控制块166产生定时信号用于控制由集成搜索处理器128执行的搜索过程。搜索控制块166向短码PN I和Q生成器202、206和长码用户PN生成器204发送零偏置定时基准,并且向抽选锁存器218发送启动信号,向搜索器前端174的MUX216发送选择信号。它为PN序列缓冲器176以及偶数与奇数Walsh片断缓冲器168与178提供读写地址。它输出当前偏置以控制去扩展器178的操作。它提供了用于FHT处理器120的内部时间片断定时基准,并且通过控制FHT输入MUX124来确定搜索过程或者解调过程是否使用FHT处理器120。它向图12的搜索结果处理器控制逻辑254提供了某些内部定时选通的若干种流水延迟方式以使其对许多Walsh符号累加所用的偏置耙上的搜索结果求和。搜索控制块166将与最佳结果寄存器250内累加能量对应的流水偏置值和天线信息提供给最佳结果寄存器250。
在图13中,系统时间计数器342从动于零偏置时间基准。在前面详述的较佳实施例中,系统时钟以8倍于PN片断的速率运行。在一个Walsh符号内有256个PN片断,一个功率控制组有6个Walsh符号,每个功率控制组总共有6×256×8=12288个系统时钟。因此,在较佳实施例中,系统时间计数342由14比特的计数器构成对12288个系统时钟计数。系统时钟计数342从动于基站的零偏置时间基准选通信号。搜索器前端174内图10的短码I和QPN生成器202、206以及长码用户PN生成器204的输入基准取自系统时钟计数342。(长码用户PN生成器204的输出也基于大约50天不重复的较长系统宽时间基准。较长系统宽时间基准不受搜索过程控制而是象一个预先设定的数值。基于预先设定的数值的连续操作则受系统时间计数342控制。)PN序列缓冲器176和偶数与奇数Walsh片断缓冲器168与170的地址取自系统时间计数342。系统时间计数342由寄存器328锁定在每个时间片断的起始值。锁存器328的输出经过地址Mux330、332和334选择,当这些缓冲器在时同片断的后期被写入时,提供了对应当前时间片断的写入地址。
偏置累加器310跟踪当前处理的耙元件的偏置。搜索偏离缓冲器308中存储的起始偏置值在每个搜索窗口开始时装入偏置累加器310内。偏置累加器310随每个耙元件而减少。在每个有待进一步重复累加的搜索耙的结束处,耙宽度缓冲器312中存储的每个搜索耙中耙元件的个数加回到偏置累加器以将其作为搜索耙中第一偏置的基准。在这种方式下,搜索过程再次扫过同一搜索耙作另一个Walsh符号累加。如果搜索过程已经在最后的Walsh符号累加上扫过当前搜索耙,则通过将在下一搜索耙中产生第一耙元件偏置的重复耙MUX304的输入选为“否”而使偏置累加器310减一。
偏置累加器310的输出总是代表正在处理的当前耙元件的偏置并且用来控制输入去扩展器178的数据。偏置累加器310的输出由加法器336和338将其加到系统时间计数342的内部时间片断定时输出以在时间片断内产生对应耙元件的地址序列。加法器336和338经过MUX330和332选择以提供天线样本缓冲器172的读地址。
偏置累加器310的输出还通过比较器326与系统时间计数342的输出比较以形成偏置Walsh符号选通信号用以指示天线样本缓冲器172已有足够的有效数据开始搜索过程。
搜索耙计数320跟踪当前搜索耙中有待处理的耙元件的个数。在搜索窗口开始时搜索耙计数320装入了存储在搜索宽度缓冲器314内的搜索窗口宽度。在每个搜索耙的最后Walsh符号累加处理完成以后增加搜索耙计数320。当它达到终点计数值时已经对搜索窗口内所有的偏置进行了处理。为了提供当前搜索窗口即将结束的指示,由求和器324把搜索耙计数320的输出与耙宽度缓冲器312的输出相加。搜索窗口结束的指示表明何时可以开始在不干扰当前搜索窗口所需内容的情况下将来自不同天线的数据样本填入天线样本缓冲器172为下一搜索窗口作准备的。
当信道单元微处理器136规定搜索窗口时,它可以规定该搜索窗口要为多根天线进行。在这样的情况下,使用来自一系列天线的样本时重复相同的搜索窗口参数。这样的搜索窗口组称为天线搜索组。如果信道单元微处理器136规定了一个天线搜索组,则该天线组按存储在天线选择缓冲器348中的数值被编入程序。在完成这样的天线搜索组后,通知信道元件微处理器136。
耙元件计数318包含当前搜索耙中有待处理的耙元件个数。每个耙元件处理后耙元件计数318计数就加1并在搜索器处于空闲状态或者完成搜索耙时加载耙宽度缓冲器312的输出。
Walsh符号累加计数322对当前搜索耙中有待累加的Walsh符号的个数进行计数。当搜索器处于空闲状态或者在最后的Walsh累加上完成搜索耙扫巡之后计数器存储在Walsh符号累加缓冲器316中要累加加载的Walsh符号的个数。否则计数器随着完成每个搜索耙而增加计数。
无论何时输入天线或者抽选器对准发生了变化,有效计数302便被加载。它加载了基于耙宽度缓冲器312的输出(即一个Walsh符号加上一个耙宽的样本)搜索器对搜索耙处理所需的样本的最小样本个数。每次向天线样本缓冲器172写入天线样本时,输入有效计数302就增加。当达到终点计数时,发送一个启动信号使搜索处理开始。当连续搜索窗口的偏置不允许进行连续的数据处理时,输入有效计数302还提供了挂断搜索处理的机构。
搜索器或者在空闲状态,是一种同步状态下操作,或者在激活状态下操作。搜索器序列控制350用来保持该当前状态。当对信道单元调制解调器110复位时,集成搜索处理器128初始化为空闲状态。在空闲期间,搜索控制块166中所有的计数器和累加器加载上述有关的搜索参数。一旦信道单元微处理器136通过控制字命令搜索过程开始进行连续或者单步搜索,集成搜索处理器128便进入同步状态。
在同步状态,搜索器总是等待偏置Walsh符号边界。如果天线样本缓冲器172中的数据无效,或者如果设定了功率控制组对准比特并且Walsh符号不是功率控制组边界,则集成搜索处理器128仍处于同步状态直到在随后的偏置Walsh符号边界上满足合适的条件。在合适的使能偏置Walsh符号下,搜索器进入激活状态。
集成搜索处理器128保持激活状态直到已经处理完一个搜索耙,此时它一般是返回同步状态。如果集成搜索处理器128处于单步模式,则它可以在搜索窗口内最后一个搜索耙的最后一个耙元件完成最后的Walsh符号累加后从激活状态进入空闲状态。随后集成搜索处理器128等待信道单元微处理器136初始化另一个搜索。如果集成搜索处理器128处于连续模式,则此时它装入新的搜索参数组并返回同步状态等待新搜索中待处理的起始偏置处的偏置Walsh符号。激活状态是处理天线数据样本的唯一状态。在空闲或同步状态,搜索器简单地跟踪系统时间计数342的时间并连续向PN序列缓冲器176和天线样本缓冲器172写入从而当搜索器进入激活状态时这些缓冲器可以被使用。
图14为搜索窗口内诸如图9所示搜索耙196之类的第二搜索耙的第一Walsh符号累加的放大图。以零偏置基准时的系统时间时钟作为基准的第三Walsh符号如所示已分成32个时间片断。搜索器状态372随着偏置Walsh符号边界指示信号从同步进入激活状态,该指示表明天线样本缓冲器172已准备好有效样本对偏置进行处理。在接下来的时间片断期间,要处理搜索耙的第一耙元件。搜索器连续使用时间片断374中用“S”表示的每个时间片断来处理一个耙元件除非解调前端122在标有“F”的时间片断374内要使用FHT。搜索器完成耙中每个耙元件的处理并在下一个Walsh符号边界前返回同步状态。在激活期间搜索耙计数状态362增加直到到达终点状态,表明完整的搜索耙已被处理。偏置计数状态364在对应耙元件的每个时间片断之间增加计数,从而可以在时间片断期间用来得出样本缓冲器偏置的读地址。偏置计数状态364被流水延迟以产生用于中间结果寄存器164的偏置计数。偏置计数368在最后的Walsh符号累加370完成后增加计数。
因此,通过缓冲天线样本和利用时间片断变换处理器,单片集成搜索处理器可以按搜索参数组的配置,以其本身的顺序通过搜索,分析结果和提供最佳路径的一览表报告来重新分配解调单元。这减少了微处理器与搜索器有关的工作负荷,从而可以采用更便宜的微处理器,并且通过在单片IC上制作完整的信道单元调制解调器来减少直接的IC成本。
这里所述的一般原理可以用于采用其它发送方式的系统。上述讨论基于不用前导信号的反向链路信号的接收。在较佳实施例的正向链路上,基站发送前导信号。前导信号是一个具有已知的数据的信号,因此不必用FHT来处理以确定发送的是哪些数据。为了实施本发明,用来接收包含有前导信号的信号的集成搜索处理器将不包括FHT处理器或者最大检测功能。例如图5的FHT处理器120和max检测160块可以用图15所示的简单的累加器代替。搜索操作在前导信号可供使用时是类似于上述捕获模式访问信道搜索操作。
对于扩频多址通信系统可以有许多结构,此处不作具体描述但本发明均可适用于它们。例如可以采用其它的编码和译码装置代替Walsh编码和FHT译码。
前面提供的较佳实施例的描述使得本领域内技术人员能够利用本发明。对于他们来说,很容易对实施例作出各种修改,并且无需创造性的劳动就将本发明的一般原理应用到其它实施例上。因此,这里所示的实施例对本发明无限定作用,而是与揭示的原理和特征的最宽的范围一致。