具有微调装置的数字卫星接收机的 调谐系统 本项发明涉及卫星接收机的调谐系统，特别是能够接收和处理数字形式传送的电视信号的卫星接收机中的调谐系统。
卫星电视接收系统通常包括：一个“室外单元”，它由抛物面接收天线和区段转换器组成；以及一个“室内单元”，它由调谐器和信号处理装置组成。区段转换器将由卫星传送的频率比较高的RF信号的全部波段转换为更易处理的频率较低的波段。
在传统的卫星电视传输系统中，电视信息是以模拟形式传输，卫星传输的RF信号是在C(例如3.7～4.2GHz)和Ku(例如11.7～14.2GHz)波段。通过接收系统的天线接收到的来自卫星的RF信号被区段转换器转换到L波段(如900～2000MHz)。室内单元中调谐器地RF滤波器部分按照选择的频道，选择相应的来自区段转换器的RF信号之一，然后调谐器的混频器/本地振荡器部分将选择到的RF信号转换为适于滤波和解调的较低的中间频段的信号(IF)。通常，IF频段具有一个额定中心频率479.5MHz。模拟的卫星电视系统一般采用FM调制，通过IF滤波器滤波后，FM解调器可以容易地从频率为479.5MHz的IF信号上获得基带视频信号。在模拟卫星电视接收机中，一个比较简单的表面声波器件(SAW)就可以满足滤波要求。
在比较新型的卫星电视系统，如加利福尼亚休斯公司(HughesCorporation of California)生产的Direc TVTM中，电视信息以数字形式被传送。RF信号在Ku波段通过卫星传输，然后再由区段转换器转换到L波段。通过卫星传输的RF信号的频率范围(例如在12.2～12.7GHz)比模拟卫星电视系统的要稍微小一些；相应地，由区段转换器产生的RF信号的频率范围(例如在950～1450MHz)也要略微小一些。
在模拟卫星电视接收系统中，与选择的频道相应的RF信号其频率要降低到IF频段来滤波和解调。在数字卫星接收机中，IF滤波器用来选择需要的RF信号和舍弃不想要的RF信号，同时还期望IF滤波器实现公知的“符号整形”的功能，以降低由于带宽限制造成的码间串扰所带来的解码错误。然而，在模拟卫星电视接收机中，由于它采用的是相对比较高的IF频率，如479.5MHz，所以这种“符号整形”功能不易实现，尤其是IF滤波器中含有表面声波器件(SAW)的情况。因此，需要一个比较贵的分立的数字滤波器。可以采用第二次转换过程，即：在IF滤波器之前将频率比较高(如479.5MHz)的初级IF信号转换为频率比较低的次级IF信号(如小于100MHz)。然而第二次转换过程给接收机带来了不期望的成本提高。
我们期望能够利用市场上供应的、相对比较便宜的器件来构成数字卫星电视接收机的调谐系统。基于这种考虑，调谐系统可以采用市场上能够大批供应的集成电路(IC)来组建，该集成电路包括用于控制本地振荡器频率的锁相环(PLL)。因为在传统的电视接收机中，已经广泛采用了大量的锁相环调谐器IC，这些接收机可以接收和处理地面上的无线和有线的电视信号，所以我们特别期望数字卫星电视接收机的调谐系统能够使用这种传统的锁相环调谐器(PLL IC)。
在下面提到的美国专利申请中描述的单一转换调谐器，它适用于数字卫星电视接收机，它允许使用具有字符整形功能的表面声波滤波器，它还使用在地面无线、有线调谐系统中惯用的锁相环集成电路(PLL IC)。基本上，若要实现期望的这两个特性，要通过(1)在从区段转换器接收到的RF信号的最高频率(如：1450MHz)与采用传统的地面无线、有线调谐控制锁相环集成电路(PLL IC)得到的最高本地振荡器频率(例如1300MHz)之间存在频差(如140MHz)，按照这个频差选择IF信号的中心频率；(2)使用的本地振荡器，它的频段比接收到的RF信号的频段低一些而不是高一些。
上面描述的用于数字卫星电视接收机的单一转换调谐系统在大多数操作条件下运转良好。然而本发明者发现：由于室外单元中区段转换器的特性、数字信号解调过程的自身特点以及地面无线、有线锁相环调谐控制集成电路的某些限制，图像再现时偶尔会被中断。
具体地说，室外单元的区段转换器通常包括一个本地振荡器，随着温度和时间的变化，这个振荡器不稳定。结果导致，随着区段转换器的本地振荡器信号的频率变化，使室内单元中调谐器接收的RF信号的载波信号频率也会相应变化。所以结果是，调谐器产生的IF信号的频率也会发生变化而偏离它的额定值。如果IF信号频率偏离它的额定值太远了，那么IF信号上调制的数字信号就不能够正确地解调，因而这些数字信号所代表的信息也不能正确地重现。为了克服这个困难，在微调操作期间可以改变室内单元中调谐器的本地振荡器的频率从而补偿IF信号频率的变化。如果本地振荡器的频率改变足够小，则数字解调器的操作能够跟踪这些变化，那么在微调操作期间，数字信号可以不断地被正确解调。然而，如果本地振荡器的信号频率变化得太大了，以致数字解调器的操作不能跟上信号变化，那么在微调操作期间，数字信号就不能被正确解调。遗憾地是，在传统的地面无线、有线调谐系统中采用的锁相环集成电路(PLL IC)，提供给本地振荡器频率的变化幅度相对较大，如62.5KHz，所以在数字卫星电视接收机中采用这种传统的地面调谐控制PLL IC就会导致视频和音频响应中断。
按照本发明的一方面，在本发明的一优选实施例中，数字卫星电视接收机中的调谐器包括一个单一转换装置，它采用传统地面调谐控制的锁相环集成电路(PLL IC)来控制本地振荡器的频率。在微调模式期间，减小PLL装置控制本地振荡器信号频率变化的幅度，这样在微调模式期间，数字数据解调器就能够比较容易地跟踪IF信号的频率变化，从而降低视频和音频响应中断的可能性。
本发明的这方面及其他方面将参照附图详细描述。
在附图中：
图1是按照本发明一方面建立的包括一调谐系统的数字卫星电视接收机的框图；
图2是在图1所示的调谐系统中使用的锁相环调谐控制集成电路的框图及其按照本发明的另一方面建立的可控锁相环滤波器的电路结构示意图；
图3是按照本发明的另一方面用于图1中所示的调谐系统的微处理器控制程序的流程图；
图4是按照本发明的一方面在图1中所示的卫星接收机里使用的数字数据解调器的框图，该框图有助于我们理解本发明所解决的问题；
图5是有关图2中所示的可控锁相环滤波器的幅频响应特性曲线示意图。
在各附图中，相同或相似的标号表示的是相同或相似的元件。
本发明对数字卫星电视系统进行描述，在该数字卫星电视系统中，电视信息是按照预定的数字压缩标准如MPEG进行编码和压缩后的形式被传送。MPEG是由动态图像专家组开发的动态图像以其音频信息编码的一种国际标准。由加利福尼亚州(California)的休斯(Hughes)公司制造的Direc TVTM卫星电视传输系统就是这种数字卫星电视传输系统。
在发送器中，与电视信息的视频和音频部分相应的电视信息经过数字化、压缩之后被组成数据包串或数据包流。数字数据以QPSK(四进制相移键控)方式调制到RF(射频)载波信号上，然后RF信号被发送到地球轨道中的卫星，从卫星再被传送回地面。在QPSK调制中，两个正交的相移信号I和Q的相位根据与之对应的数字数据流的数据位控制。例如：相位0°对应逻辑低电平(“0”)，相位180°对应逻辑高电平(“1”)。调制后的相移信号I和Q相结合，其结果作为QPSK调制的RF载波信号被传输。因此，QPSK调制的载波信号的每个周期表示四种逻辑状态(00，01，10，11)中的一种。
一般地，卫星包括许多转发器，用于接收和重发相应的被调制的RF载波信号。在传统的地面电视系统中，在一个时间，每个RF载波信号或每个频道所包含的信息仅针对一个电视节目。所以，观看哪个节目，只需选择相应的RF信号。而在数字卫星电视系统中，每个被调制的RF载波携带的信息同时针对几个节目。每个节目对应几组视频和音频数据包，每个包要通过附加在数据包上标记该节目的专门的首标来判别。所以，观看节目，不仅要选择相应的RF信号还要选择相应的数据包。
在图1所示的数字卫星电视接收机中，由卫星(图中未画出)传送的经过代表视频、音频信息的数字信号调制的RF载波由抛物面天线1接收。接收到的频率比较高的RF信号(如Ku波段12.2～12.7GHz)由区段转换器3转换为频率比较低的RF信号(如L波段950～1450MHz)，区段转换器(block converter)3包括一个RF放大器3-1，一个混频器3-3和一个振荡器3-5。放大器3-1是“低噪声”放大器，所以区段转换器3常用“低噪声区段转换器”的首字母“LNB”表示。天线1和LNB 3都包括在接收系统里一个称作“室外单元”5之中。接收机的其余部分都包含在一个称作“室内单元”7的部分中。
室内单元7包括一个调谐系统9，该调谐系统9从室外单元5接收的多个RF信号中选择包含所需节目数据包的RF信号，同时该调谐系统还将选择的RF信号转换为相应的较低频段的中频(IF)信号。本发明的一方面涉及调谐系统9的结构，该结构将在以下部分详细描述。
室内单元7的剩余部分，将IF信号携带的以QPSK方式调制的数字信息解调、译码、解压缩，从而产生与期望得到的节目相对应的数字视频、音频脉冲流，然后，将数字脉冲流转换为适合记录和再现的模拟视频、音频信号。更具体地说，QPSK解调器11将IF信号解调以产生的两个脉冲信号IP和QP，IP和QP包含各自的数据位流，这些位流与发射机中产生的相移调制信号I、Q代表的数据相对应。解码器13将IP和QP信号的数据位组成数据块，并根据在发射机处嵌入发送数据的差错码纠正在数据块中的传输错误，而且再产生被传输的MPEG视频、音频数据包。音频和视频数据包通过传输单元15被传输到数据处理单元17的各个视频和音频部分，在其中它们被解压缩并且转化为相应的模似信号。微处理器19控制室内单元7各部分的操作。然而，在图1中仅示出了描述本发明实施例所需的微处理器19产生和接收的控制信号。
到目前为止所描述的数字卫星电视接收机与位于印第安纳州印第安纳波里的汤姆逊消费电子有限公司(Thomson Consumer Electronics，Ins.ofIndianapolis，Indiana)生产的RCATM型DSSTM数字卫星系统电视接收机相似。
如前面所述的，本发明一方面涉及调谐系统9的结构。调谐系统9在输入端901接收到LNB 3提供的RF信号。RF输入信号经过宽带滤波器903滤波，又经过RF放大器905放大，再经过可调带通滤波器907滤波。可调带通滤波器(BPF)907选择需要的RF信号，舍弃不需要的RF信号。所产生的RF信号输入到混频器909的第一个输入端。由本地振荡器(LO)911产生的本地振荡器信号被连接到混频器909的第二输入端。混频器909的输出由放大器913放大，然后连接到含有表面声波(SAW)器件的IF滤波器915的输入端。IF滤波器915的输出端连接到调谐系统9的输出端917。
LO911的频率由锁相环(PLL)电路919控制，该PLL电路包括一个PLL集成电路921，一个外部频率基准晶振923和外部滤波器网络925。LO信号的频率由PLL919按照微处理器19产生的数据来控制。PLL919的详细内容如图2所示。
如图2所示，PLL IC 921包括一个“预分段(Prescalar)”分频器921-1，用于将LO信号频率分频，“Pescalar”分频器921-1后接一个可编程分频器(÷N)921-3。PLL IC 921也包括一个放大器921-5，该放大器与外接晶体923组合构成了一基准频率振荡器。基准频率振荡器的输出连接基准分频器(÷R)921-7的输入端。可编程分频器(÷N)与基准分频器(÷R)的输出信号分别连接到鉴相器921-9的各个输入。鉴相器921-9的输出信号是误差信号，该误差信号表示的是在可编程分频器(÷N)921-3输出端产生的LO信号的分频结果与在基准分频器(÷R)921-7输出端产生的基准信号之间的频差和相差。误差信号脉冲的相对正或负性取决于鉴相器921-9的输入信号之间的频差与相差的正负，而且其持续时间取决于频差与相差的量的大小。该误差信号连接到放大器921-11，这个放大器外接滤波网络925构成一个环路滤波器927，用于将误差信号滤波从而产生一个给LO 911的微调控制电压。微调控制电压也控制可调带通滤波器907。按照本发明一方面构建的环路滤波器927将在以下部分详细说明。
在操作中，LO信号的频率受到调谐电压的控制，直到在可编程分频器(÷N)921-3输出端产生的分频后的LO信号的频率和相位与在基准分频器(÷R)921-7的输出端产生的基准信号的频率和相位大致相符为止。在此工作点，锁相环被锁定，依据可编程分频器(÷N)921-3的可编程分频因数，LO信号的频率与所述的基准分频器(÷R)921-7产生的基准信号的频率成比例。为了控制LO频率，可编程分频因数N根据微处理器19产生的数据控制。
由于成本的原因，我们期望调谐系统9具有如下三个特性：(1)在IF滤波器级之前仅有一级转换；(2)提供频率足够低的IF信号，以允许使用SAW器件完成所谓“数字字符整形”，以及正常的IF滤波；和(3)能够利用通常用于无线和有线接收机中的PLL调谐控制IC来构造。基本上，实现这些目标要通过：(1)在由区段转换器接收的RF信号的最高频率(如1450 MHz)与采用传统地面无线、有线调谐控制PLL IC得到的最高本地振荡器频率(如1300MHz)之间的频差(如140 MHz)的量级上，选择IF中心频率；以及(2)采用本地振荡器信号频率的频率范围小于而不大于接收到的RF信号频率范围。典型调谐系统的IF信号的中心频率是140 MHz。当然，只要满足上面所述情况，其它IF频率也是可以的。
比较低的IF中心频率，如140 MHz左右，可以只使用单个转换调谐器，而不必在IF滤波器部分之前采用更贵的双转换调谐器。这也允许使用提供所谓“数字字符整形”及常规IF滤波的SAW(声表面波)器件。在数字传输系统中，在发送器中执行公知的“数字字符整形”是为了减少由于传输带宽限制所造成的字符间串扰。我们也期望在接收机中实现数字字符整形从而完善发送器完成的数字字符整形。而且，我们期望IF滤波器在具有普通滤波器滤波功能的同时，也能提供字符整形功能，这样就不需要一个分立的数字滤波器。例如，在数字滤波器技术中公知的“余弦级数(root raised cosine)”频率响应适用于数字字符整形。IF SAW滤波器915具有这样的响应。SAW滤波器915的幅频特性如图1所示。它具有的中心频率是140 MHz，并且它具有的相对窄的通带为24 MHz左右，该带宽与收到的RF信号带宽相应。采用钽酸锂基片具有上述特征的SAW滤波器在美国专利申请，序号为08/467095、题目为“数字卫星接受器中调谐器的SAW滤波器”中有详细说明，该专利申请于1995年6月6号提交，发明人为K.J.Richter，M.A.Pugel和J.S.Stewart，申请人与本发明的申请人相同。
此外，在IF的中心频率是140 MHz、RF信号输入频率范围为950～1450MHz的情况下，LO频率范围为810～1310 MHz。LO信号的频率范围在810MHz～1310 MHz之间，所以可以采用比较便宜的、广泛惯用在无线、有线接收机中的PLL调谐控制IC，而不必采用专门为卫星接收机设计的PLL调谐控制IC。这种无线、有线接收机中采用的PLL调谐控制IC可以是荷兰菲利普半导体公司(Philips Semiconductors)提供的TSA5515T和其它IC。使用TSA5515T和其它类似集成电路得到的LO的最大频率为1300 MHz左右，这个频率足够用。
到目前所描述的调谐系统9的部分为上面提到的美国专利申请的主题内容，该申请序号为08/467097、名称为“数字卫星接收机的调谐器”。该申请于1995年6月6日提交，发明人为M.A.Pugel和K.J.Richter，申请人与本发明的申请人相同。本发明的一方面涉及在捕获操作和微调操作期间控制LO911的设备，该部分内容将在以下描述。
由卫星发送和被天线1接收的RF信号的载波具有稳定的保持在“额定”值的频率。所以，只要LNB 3的振荡器3-5的频率是稳定的，且保持在其额定值，那么室内单元7的调谐系统9所收到的RF信号的载波频率就保持在其额定值。然而不幸的是，振荡器3-5的频率随时间和温度变化。振荡器3-5对应于其额定频率的频率偏移引起调谐系统9接收的RF信号载波频率产生相应的偏移。为了补偿这些频率偏移，在两个搜索操作过程中，微处理器19根据从QPSK解调器接收的频率状态信息，控制调谐系统9中LO 911的频率变化。用于调谐系统9的微处理器19控制程序流程图，包括搜索操作，如图3所示。
在开始选择一个新的节目之后，在捕获模式期间进行第一次搜索。当选择了一个新的节目时，微处理器19将LO频率设置到用于新节目的相应于转发器额定RF频率的额定LO频率。然后，监视由QPSK解调器11产生的LOCK信号的状态。LOCK信号表明QPSK解调器11是否正确解调了IF信号携带的数据。例如：当QPSK解调器11没有正确解调数字数据时，LOCK信号为低逻辑电平；而当QPSK解调器11正确解调了数字数据时，LOCK信号是高逻辑电平。如果在LO频率已经设置到被选转发器的额定频率以后，LOCK信号是低电平，则LO 911的频率要在额定的LO频率附近范围变动直到LOCK信号变成高逻辑电平。LOCK信号的产生表明调谐系统的稳态操作模式开始。
在稳态模式期间，监视由QPSK 11产生的FREQUENCY(频率)信号以确定IF信号的载波频率是否处于IF SAW滤波器915通带的中心，即在本实施例中，IF信号的载波频率是否位于额定IF中心频率，例如140 MHz。如果IF载波频率超出预定的额定中心频率范围，那么QPSK解调器11的性能就会降低并且产生数据错误。如果FREQUENCY信号表明未超过预定的频率偏移，那么LO 911的频率就保持从在捕获模式期间建立的初始值的变化。然而，如果FREQUENCY信号表明超过了预定的频率偏移，那么在第二或“微调”搜索操作期间就要改变LO 911的频率直到工作正常为止。本发明的一方面就是要解决在微调模式期间会出现的问题，解释如下：
调谐系统9，包括地面无线、有线调谐控制PLL IC 921，在多数情况下工作良好。然而，地面调谐PLL IC 921具有某些限制会导致视频和/或音频信息暂时中断。由锁相环控制的本地振荡器的频率变化的最小量，与PLL IC 921中可编程分频器(÷N)的可编程分频因子(N)的最小可能增量的值有关，并且与PLL IC 921的基准信号的频率有关。地面调谐PLL IC，如TSA5515T仅能够以较大递增频率步长如6.25 KHz改变LO信号的频率。故而，在两个搜索操作期间，IF信号的载波频率同样以较大步长变化。可是QPSK解调器11难以跟上这样大的频率变化，因而可导致正常解调操作中断和视频、音频信息丢失。
如果在捕获模式期间进行第一次搜索操作，电视观众不会注意到数据丢失，因为他会认为获得新节目的过程会占据一段时间。然而，如果在稳态模式期间需要进行第二次搜索或微调操作，当前收看的节目的视频、音频响应就会中断。在微调操作期间，通过降低PLL电路919的“转换速率”，即调谐电压的幅值变化速率，可以减小此种中断发生的可能性。更具体地说，根据微处理器19产生的FINE TUNING控制信号来增加环路滤波器927的响应时间。以上问题的解决方案将结合图4更详细地说明。图4是QPSK解调器11电路的框图。
如图4所示：IF SAW滤波器915产生的IF信号分别连接到混频器1101I和1101Q的第一输入端。字母“I”和“Q”表示“同相”和“正交”。此较稳定的频率振荡器1103的输出信号直接接到混频器1101I，并且通过一个90度(90°)相移网络1105再接到混频器1101Q。混频器1101I产生“同相”，即IF信号的“近”基带(频率很低)信号(IA)，而混频器1101 Q产生“正交”信号，即IF信号的近基带(QA)，该信号与“同相”信号(IA)有90°相差。字母“A”表示“模拟量”。
IA和QA信号分别接到模/数转换器(ADC)1107I和1107Q。模/数转换器1107I和1107Q还接收来自“定时恢复回路”1109的时钟信号，然后产生一系列数字采样ID和QD。字母“D”表示该信号是“数字”的。与模拟信号IA和QA有关的数字信号ID和QD的数字采样的频率、相位，由时钟信号的频率和相位决定。定时恢复回路1109包括一个可控振荡器(图中未画出)，ADC 1107 I和1107 Q需要的时钟信号由该振荡器发出。可控振荡器由数字相位锁定回路控制(图中未画出)，所以数字采样与模拟信号IA和QA的相应幅值电平同步，即：采样值的最大值和最小值与模拟信号最大、最小幅值相对应。换句话说，定时恢复回路1109将ADC 1107 I和1107 Q的采样操作与IF信号同步。
信号ID和QD连接到“载波恢复回路”1111上。载波恢复回路1111将表示模拟信号IA、QA的数字采样信号ID、QD的相移解调为相应的脉冲信号IP、QP。字母“P”表示“脉冲”。每个脉冲信号IP、QP都包含相应数据位的一串脉冲，被传输QPSK RF载波的I和Q信号的数据位分别具有对应于0°和180°相移的逻辑低(“0”)电平或逻辑高(“1”)电平。信号分量IP、QP连接到解码器13，在解码器13中，将各种数据位格式化为MPEG数据包。
载波恢复回路1111包括一个数字锁相环(PLL)，该锁相环包括一个可控振荡器1111-1，一个鉴相器1111-3和一个回路滤波器1111-5。鉴相器1111-3根据信号ID、QD和可控振荡器1111-1的输出信号，产生一个相差信号。可控振荡器1111-1的输出信号的额定频率和额定相位对应于IF信号的额定频率和额定相位，以及模拟信号IA、QA和相应数字采样信号ID、QD的额定相位和额定频率。
在操作中，如果IF信号的频率和相位是正确的，则很容易地从相差信号中确定信号ID、QD代表的信号相移。然而，如果IA、QA的相移和频率不正确，则检测到的相移就不是0°和180°，却是与这些值有偏离。本质上，对于在所谓数据“星图”中两位数据的理想位置，相差导致了被解调数据的两个位的“位置”发生了“倾斜”。例如：由LNB引入的被选RF信号的频率偏移导致的频差，引起QPSK信号的两位被解调数据的位置会随时间发生旋转。旋转的方向取决于频率偏移是正还是负。如图4所示，QPSK调制的数据星图具有对应于相应两种可能逻辑电平的四组可能的逻辑组合(00，01，10和11)的四个点，其中两种逻辑电平由信号I、Q的两种可能的相移值表示。在数据星图中，鉴相器1111-3参照被解调数据的理想位置测定其位置。为了校正数据旋转和倾斜，可控振荡器1111-1的输出信号的频率及相位要按照鉴相器1111-3的输出信号进行变化，直到数据旋转停止和位置倾斜消除。在这点上，被解调数据是可靠的且称回路被“锁定”。产生的高逻辑电平信号LOCK表示数据被可靠地解调了并可以被解码。通过检测发出的相差信号产生LOCK信号以确定何时相差信号的变化低于一预定界限。如上述，在捕获模式期间，微处理器19监视LOCK信号，并且微处理器19调整LO911的频率直到LOCK信号变成高逻辑电平。
当IF信号频率以及IA、QA信号的频率不正确或存在偏移时，只要在限定范围之内，载波恢复回路1111就能够解调QPSK数据。然而，如果频率偏移过大，由于IF信号相对于SAW滤波器915的中心频率产生频移，因此IF信号频谱的一部分将要落在SAW滤波器915的通带外边。这将导致接收机的信噪比降低。因此，如上所述，微处理器19监视由载波恢复回路1111产生的FREQUENCY信号从而指示IF信号的频率偏移。如果频率偏移超过预定界限，在微调模式期间，微处理器19调整LO频率以减小频移。FREQUENCY信号是结合鉴相器1111-3检测到的相差信号来产生的。
如上所述，LO信号的频率以及IF信号的频率以较大频率步长例如62.5KHz变化，而QPSK解调器11难以跟踪这样大的频率变化。因此，正常解调工作会中断，导致视频、音频数据丢失。QPSK解调器11跟踪比较大的频率变化的能力是载波恢复回路1111的回路带宽的函数，尤其是与回路滤波器1111-5的响应特性有关。不能为了降低载波恢复回路(1111)的响应时间，而使载波恢复回路(1111)的回路带宽任意加大。因为增大回路带宽会降低接收机的信噪比且因此降低了接收机接收低电平信号的能力。我们也不期望为了降低PLL 919的响应时间而减少PLL 919的回路带宽，因为在选择新的转发频率时，降低响应时间会导致过长捕获时间。如上所述，为了在微调操作期间降低解调过程中断的可能性，可以有选择地增加调谐控制PLL 919的响应时间从而降低调谐电压的变化速率，因此在微调操作期间允许LO 911的频率发生变化。这种解决方案将在下文中详细描述。
参照图2，尤其是标有“回路滤波器927”的部分，如前所述，回路滤波器927包括一个在PLL IC 921中的放大器921-11和一个外部滤波器网络925。外部滤波网络925包括第一级滤波器925-1和第二级可控滤波器925-2，该第二级可控滤波器925-2级连在内部放大器921-11和LO 911之间。
第一级滤波器925-1和PLL IC 921中的放大器921-11构成一个积分器。更具体地说，第一级滤波器925-1包括一个双极型晶体管Q1作为普通的共射极放大器。晶体管Q1的基极通过一个IC端口连接放大器921-11的输出端。晶体管Q1的发射极连接信号地。负载电阻R6接在晶体管Q1的集电极和电源(+VCC)之间。一滤波器部分，包括一个电阻R1和电容C1、C2，该滤波器以负反馈结构通过IC端口接在放大器921-11的输入端和晶体管Q1的集电极之间从而构成完整的积分器。反馈为负是由于共射极结构的晶体管Q1提供反向信号。
利用由放大器921-11和第一级滤波器925-1以负反馈形式构成的积分器，将PLL 919构造为类型II锁相环。类型II锁相环将可编程分频器(÷N)921-3的输出端产生的分频后的LO信号与基准分频器(÷R)921-7输出端产生的基准频率信号之间的频差和相差降至最小，这样可以稳定LO 911的频率和相位。
第二级滤波器925-2包括双极点双零点(double pole，double zero)滤波器部分(该部分包括电阻R2、R4、R5和电容C3、C4)和电控开关部分(该部分包括场效应晶体管Q2和电阻值较低的电阻R3)。晶体管Q2的导电状态是由微处理器19产生的FINE TUNE信号控制。第二级滤波器925-2可以任选两种控制方式之一，即在第一级滤波器与LO振荡器之间，或是有效旁路双极点双零点滤波器部分(R2、R4、R5、C3和C4)或者包括双极点双零点滤波器部分。需要特别指出的是，当调谐系统9没有处于微调操作模式时，FINE TUNE信号是低逻辑电平，晶体管Q2的通道处于低阻状态，即“导通”。由于场效应管Q2处于“导通”状态而电阻R3阻值较低，所以第二级滤波器部分925-2中的电阻R2、R4和R5及电容C3、C4部分被旁路。在微调模式期间，FINETUNE信号是高逻辑电平，场效应Q2的通道处于高阻状态，即“关断”。所以第二级滤波器部分925-2中的电阻R2、R4、R5和电容C3、C4被纳入第一级滤波器部分925-1和振荡器911之间的路径上。
第二级滤波器925-2自身的两个零点滤波部分的博德(Bode)幅频特性曲线，如图5中#1曲线所示。幅度单位是分贝(dB)，频率轴是取对数以后的坐标。特性曲线#1包括两个“极点”P1和P2，两个“零点”Z1和Z2；它们随着频率升高出现的顺序是极点P1、零点Z1、零点Z2、极点P2。出现极点P1是由于电阻R2和电容C4的缘故；出现零点Z1是电阻R2和电容C3的缘故；出现零点Z2是由于电阻R5和电容C4的缘故；出现极点P2是由于电阻R5和电容C3的缘故。
PLL 919的总体回路响应的两种Bode幅频特性曲线也在图5中示出。特性曲线#2是当调谐系统9没有处于微调模式而且环路滤波器927只包括第一级滤波器925-1，即第二级滤波器925-2的双极点双零点滤波部分(R2、R4、R5、C3和C4)被旁路时的回路响应曲线。特性曲线#3是当调谐系统9处于微调模式而且环路滤波器927包括第一级滤波器925-1和级连的第二级滤波器925-2中的双极点双零点(R2、R4、R5、C3和C4)滤波部分时的回路响应曲线。为了避免特性曲线重叠，特性曲线#3没有参照特性曲线#1和#2的幅值坐标来作图。
考虑到两级级连的滤波器的总体幅频特性曲线是两个单独特性曲线乘积或是幅值以分贝(dB)电平表示时相加的和，则特性曲线#3是#1和#2相加的结果。特性曲线#1是的一个极点导致特性曲线#3中斜率增加(负方向)；特性曲线#1中的一个零点导致特性曲线#3中斜率减小(负方向)。极点P1降低总体回路增益从而降低总体回路带宽。如果没有零点Z1和Z2，那么，特性曲线#3的斜率就会以大于20分贝每十倍频程的斜率通过0dB幅值电平线，从而导致回路不稳定且易产生振荡。由于回路拓扑结构需要电阻R5和电容C3，所以伴随地出现极点P2。而且出现极点P2的好处是降低带外信号如PLL 919的基准频率信号的回路增益(即增加衰减)。
如图5中所示，当调谐系统9没有处在微调模式(特性性曲线#2)时，回路带宽较大，因而PLL 919响应较快。相反，当调谐系统9处于微调模式时(特性曲线#3)，回路带宽较窄，从而PLL 919的响应较慢。
在图2中所示的第二级滤器925-2的电路中，电阻R4的用途是将第一级滤波器925-1的输出(在晶体管Q1的集电极)与电容C4隔离，其原因如下：电容C4具有较大容值。如果没有电阻R4(即，如将R4代之以直接连接)，当调谐系统处于捕获模式期间且开关晶体管处于“导通”时，串联的电阻R5和电容C4直接在第一级滤波器925-1的输出端分路。这将会不期望地增加捕获时间。然而，如果采用阻值较大的电阻R4将第一级滤波器925-1的输出与电容C4隔离，就能够禁止电容C4显著增加捕获时间。
进一步涉及到较大容值的电容C4，其作用是：在微调操作开始之前，在捕获模式允许电容C4对在捕获模式期间产生的微调电压充电(或放电)之后，电容C4能够提供预定时间延迟。这个延迟可以由微处理19通过程序控制来提供，如图3中流程图所示。
如图2所示，也可以给第一级滤波器925-1增加一个动态“加速”电路925-3来改变PLL 919的响应时间，从而加快捕获过程。加速电路925-3包括推挽结构的反向导通型双极型晶体管Q3和Q4电路以及电阻R7。晶体管Q3和Q4的公共连接的基极与电容C1的一边相连，Q3和Q4的共用连接的射极通过一个电阻R7与电容C1的另一边相连。晶体管Q3和Q4的集电极分别连接极性相反的电源+VCC和-VCC。
外部滤波网络925的各器件的基准值如下表所示：
器件 值
电阻R1 24K(千欧姆)
电容C1 4700pf(皮法)
电容C2 0.1μf(微法)
电阻R6 2K
电阻R7 10K
电阻R2 1M(兆欧姆)
电容C3 0.27μf
电阻R3 2K
电阻R4 20K
电阻R5 470ohms(欧姆)
电容C5 220μf
在操作中，当出现大的频率变化，例如选择一个新的转发器频率时，会产生一个大的误差信号，并且在电阻R1两端相应地也会产生大的电压。晶体管Q3或Q4其中哪一个导通以及电流的流向(“源”极或“漏”极电流)取决于频率变化的极性。此时电路中产生有效的环路增益的增加(即特性曲线#2向上移动)，因而降低了捕获时间。当PLL 919接近期望的频率值时，误差信号减小，“导通”的晶体管“关断”。类似于电路925-3这样的加速电路和其他的加速电路一起，在美国专利申请，序号为08/504849，名称为“快速作用控制系统”中被详细描述，该项申请于1995年7月20日提交，其发明人为David M.Badger，申请人与本发明的申请人相同。
本领域的技术人员应明白，以具体实施例描述的本发明，除了能够应用在本例中以外，通过技术改动还可以应用在其他方面。例如，本发明不局限于应用在卫星接收机的调谐系统中，它还可以应用在任何由于本地振荡器频率变化较大而导致载波恢复回路的跟踪能力不足的系统中。另外，以接收机为实施例描述的本发明，其中，调谐控制锁相环的响应时间在微调模式期间增加，以在微调模式期间有选择地改变调谐控制锁相环和载波恢复回路的相关响应时间，使载波恢复回路能够跟踪由于本地振荡器频率变化导致的前述IF信号的频率变化，从而维持前述IF信号正确解调。当然，在微调模式期间也可以降低载波恢复回路的响应时间。然而，增加调谐控制锁相环的响应时间被认为是可取的方案，因为如上所述，降低载波恢复回路的响应时间会导致解调器的信噪比降低从而导致音频、视频响应劣化。此外，虽然描述本发明所参照的系统采用解调QPSK调制的载波的载波恢复回路，但本发明也可以应用在解调采用其它数字数据调制如QAM(正交调幅)的载波的载波恢复回路的系统中。以上这些和其它变动方案均属于所附权利要求定义的本发明的保护范围。