光接收放大装置 本发明涉及红外信号接收机等使用的光接收放大装置，尤其涉及光空间传送器件Ir DA1.0或Ir DA1.1中使用的光接收放大装置。
作为目前使用红外线的数据通信的例子，可举出：用于家电产品的最通常的遥控通信及个人计算机外围使用的、统一规格的光空间传送器件Ir DA1.0或IrDA1.1的通信。
遥控通信是传输速率约为1K bps的单向通信，具有传送距离长(10米以上)的特征。另一方面，光空间传送器件Ir DA1.0或Ir DA1.1虽然传送距离短(约1米)，但其特点是传输速率是9.6K bps～4M bps，能用双向通信传送大量数据。
今后必须实现：器件高速化和电路高精度化，以提高传输速率；器件高灵敏度、提高性能、扩大工作电源电压范围，以延长传送距离；产品封装小型化。为了解决随着器件高速、高灵敏度及电路高精度而产生的问题，必须采用新的技术手段。这里，讨论红外线接收机的光接收放大装置地直流电流去除方法及提高S/N比值的方法。
虽然红外线数据通信正在普及，但高速及长距离传送所要求的高灵敏度仍是要解决的课题。图7是表示已有技术的红外线数据通信用的接收机中的光接收放大装置一个例子的电路图。这是美国5600128号专利公报(公告日：1997年2月4日)所揭示的“用于光通信系统的具有可变输入电阻的红外线接收机”的主电路图。
图7中，光接收器件100的阴极连接电源Vcc，负载电阻RA连接在阳极与地之间。低频电流旁路电路103与负载电阻并联。该低频电流旁路电路103由二极管DA与电阻RB的串联电路和二极管DB与二极管Dc的串联电路并联构成，并经电容器104连接放大器105。
下文说明上述电路的动作。作定性说明，首先，在不存在直流光，仅存在交流信号时，入射光信号P，由光接收器件100变换成光信号电流，经变换的光信号电流I由负载电阻RA变换成电压，在A、B之间产生检测电压VB。该检测电压VB经电容器104，输入放大器105被放大。在该已有技术例子中，假定放大器105的输入阻抗足够高，则放大器105的输入信号Vin按原样成为检测电压VB的交流分量。
然后，当光信号电流的直流分量增大，检测电压VB的直流电压上升，达到某电压值V1时，二极管DA开始动作(导通)，电流流经电阻RB。由此，A-B间的总电阻减小，因此检测电压VB的增加率变小，经电容器104输入放大器105的信号减小，放大后的信号幅度也变小。
当光信号电流的直流成分进一步增大，达到某电压值V2时，二极管DB与二极管Dc开始动作，A-B间的总电阻几乎由两二极管DB和DC的导通电阻确定。因此，A-B间的总电阻减小，检测电压VB的增加率进一步减少，变为大致为电压值V2的一个常量，经电容器104输入放大器105的信号也变小，放大后信号的幅值变小。
上述情况如图8曲线所示。由图8可见，在已有技术例子中，作为负载的电阻(A-B间总电阻)分阶段减小，确保对直流电流的工作范围，以适应光信号电流直流分量的增大。图8中，VT是工作的最小电压。
参照图8，用数学式说明上述检测电压与光信号电流的关系及各状态变化点的电流、电压。图8的检测电压V1是二极管DA开始动作(导通)的电压，用二极管DA的正向电压VBE表示，约为0.7V。检测电压V2是二极管DB与DC两者开始动作(导通)的电压，以该两个二极管正向电压之和(即，(VBE+VBE))表示，约为1.4V。
若A-B间产生V1作为检测电压，则光信号电流11为：
I1≌0.7V/RA (10)
图8中，当光信号电流在I1至I2范围内，电流流经负载电阻RA与RB,I2以下式表示：
I2≌I1+0.7V/(RA×RB/(RA+RB)) (11)
但是，在已有技术例子的接收机电路中，若负载电阻阻值设定得过大，则由于与光接收器件的内部电容Cpd乘积的时间常数大，响应性能劣化，产生不能跟随信号变化的现象。因而，必须使负载电阻RA为较小的阻值。但若负载电阻RA的值过小，会产生负载电阻造成的热噪声电流不能抑制得小的问题，因此，负载电阻RA必须设定成适当的值。例如，以目前红外线通信标准器件Ir DA1.1为例，为满足光灵敏度及响应速度，必须满足下述条件：
Cpd≌25[PF]
fc≌6[MHz]
fc的条件：3dB带宽
为了满足该响应速度，负载电阻RA要满足式(12)所表述的条件。
RA＜1/(2π·fc·Cpd)≌1.06[KΩ] (12)
所以，在这种情况下，负载电阻RA的值不能设定得超过1KΩ的电阻值。另一方面，为了获得远距离通信的高灵敏度，必须降低光接收放大装置的噪声，而为了降低噪声，负载电阻RA的值必须设定得尽可能大，其原因在于，光接收放大装置的输入等效噪声中，由负载电阻产生的热噪声电流Inr由下式表示。
Inr=(4KT/R)1/2[A/Hz1/2] (13)
式中，K是玻尔兹曼常数(138×10-23)，T是绝对温度(K),R是负载电阻。
因而，负载电阻为1KΩ时，室温下的Inr为：
Inr=(4×(1.38×10-23)×300/1000)
≌4.07(pA/Hz1/2)
因而，在上述例子中，噪声不可能抑制成该值以下。式(13)表示的热噪声电流Inr与负载电阻R的关系示于图9。
但是，目前要求1[pA/Hz1/2]～2[pA/Hz1/2]的噪声电平，所以必须改进电路。为解决上述问题，一般的技术手段是，降低放大器侧的输入阻抗，放大器用作阻抗变换放大器，从而光接收器件的负载电阻RA设定为大的阻值。但是，若负载电阻RA大，则存在对于直流光电流的工作范围变小的问题，确保该直流光电流工作范围成为红外接收机的最大课题。
本发明的目的在于提供一种能使负载电阻大且扩展对低频分量输入信号工作范围的光接收放大装置。
为了达到上述目的，本发明的光接收放大装置包括：(1)输出随光接收量而变化的光信号电流的光接收器件、(2)与所述光接收器件串联，产生随所述光信号电流变化的检测电压的负载电阻、(3)与所述负载电阻并联，相应于所述检测电压的频率改变输入阻抗，从而所述检测电压在低频段不饱和的低频电流旁路电路、(4)变换所述检测电压的阻抗的阻抗变换放大电路、(5)耦合所述低频电流旁路电路与所述阻抗变换放大电路的电容器。
根据上述构成，来自光接收器件的光信号电流流过负载电阻并在负载电阻上产生随接收的光通量变化的检测电压。该检测电压传送到低频电流旁路电路。该低频电流旁路电路进行处理使检测电压为低频段时不饱和。经上述处理的检测电压，经电容器馈送至阻抗变换放大电路，并在进行阻抗变换后输出。另一方面，上述低频电流旁路电路对高频区域的检测电压呈现高输入阻抗，这时，检测电压不经低频电流旁路电路，而经电容器馈送至阻抗变换放大电路，作阻抗变换后输出。
如上所述，由于设置阻抗变换放大电路，负载电阻可设定得比以往的值(约1KΩ)大得多。但是，由于又设置了低频电流旁路电路，即使光信号电流的直流分量大，检测电压也不会增大至饱和。即，即使负载电阻大，也能扩展对直流光电流的工作范围，可确保直流光电流的工作范围。
本发明的其它目的、特征和优点，通过下文参照附图进行叙述将会明了。
图1是本发明一个实施方式的光接收放大装置的等效电路。
图2是本发明一个实施方式的光接收放大装置的低频电流旁路电路的原理框图。
图3(a)、(b)是本发明一个实施方式的光接收放大装置的低频电流旁路电路的具体电路例子，其中，图3(a)是用分压(分割)电阻R1与电容器C1的串联电路构成的低通滤波器及用NPN晶体管QN1与分压电阻R2构成的电导变换放大器的例子；图3(b)是用MOS晶体管MN1代替晶体管QN1的构成例子。
图4是本发明实施方式的光接收放大装置中的低频电流旁路电路的具体例子，是以分压电阻R1与电容器C1的串联电路构成低通滤波电路及用NPN晶体管QN1与分压电阻R2、二极管与电阻构成电导变换放大器的构成例子。
图5是本发明实施方式的光接收放大装置中的低频电流旁路电路的具体电路例子，是用分压电阻R1与电容器C1的串联电路构成低通滤波电路及用NPN晶体管QN1分压电阻R2、NPN晶体管QN2与电阻构成电导变换放大器的电路例子。
图6是说明本发明实施方式的光接收放大装置中图4的低频电流旁路电路的直流工作的曲线。
图7是已有技术例子中的红外线数据通信用接收机的光接收放大部分的电路例子。
图8是已有技术例子中的红外线数据通信接收机的光接收放大部分的直流电流的工作说明图。
图9是表示式(13)所示热噪声电流Inr与负载电阻值R关系的曲线。
图1至图6是涉及本发明实施方式的图，参照附图说明实施方式。图1是本发明实施方式的光接收放大装置的等效电路图。
图1中，输出随接收光通量而变化的电信号(光信号电流)的光接收器件10，其阴极连接电源Vcc，阳极经负载电阻RL接地(GND)。低频电流旁路电路12(后述)与负载电阻RL并联。上述光接收器件10与负载电阻RL的连接点S，经电容器C2连接阻抗变换放大电路(反相放大电路)13。
上述阻抗变换放大电路(反相放大电路)13是为变换光接收器件10的输出阻抗而设置的，运算放大器19的反相输入端与输出端，经等效互阻抗Rf互连，非反相输入端接地。
下文，对该电路的工作进行说明。作定性说明，首先，在不存在直流光而仅存在交流光信号时，入射光P由光接收器件10变换成随接收光通量而变化的光信号电流IPD，该光信号电流IPD由负载电阻RL变换成检测电压VA。检测电压VA，经电容器C2作为光电流IC2输入阻抗变换放大电路(反相放大电路)13。
阻抗变换放大电路(反相放大电路)13具有与负载电阻RL和电容器C2形成的阻抗相比是足够低的输入阻抗。因而，光电流IC2的交流信号分量，经电容器C2流入阻抗变换放大电路(反相放大电路)13，通过等效互阻抗Rf，在阻抗变换放大电路(反相放大电路)13的输出端产生电压。这里，为了简便，使电容器C2的阻抗，相对于处理的频率分量，与负载电阻RL相比为足够低的值。
理论上，通过经电容器C2向阻抗变换放大电路(反相放大电路)提供检测电压VA的交流分量，能大大提高负载电阻RL的值，由此，能降低取决于负载电阻RL大小的热噪声电流。
但是，单纯增大负载电阻RL，会减小对光信号电流IPD的直流分量的工作范围。因此，在本发明中，通过设置与上述负载电阻并联的低频电流旁路电路12来解决该问题，该旁路电路12旁路光信号电流IPD中的低频成分。
下文，参照图2说明上述低频电流旁路电路12的构成及对于光信号电流IPD的直流分量该电路的工作原理。
如图2所示，上述低频电流旁路电路12，由低通滤波电路16与电导变换放大器17构成，检测电压VA作为输入电压Vin，输入低通滤波电路16。低通滤波电路16的输出电压Vx，传送至电导变换放大器17的反相输入端。电导变换放大器17的非反相输入端，经电源接地。
图1中，设阻抗变换放大电路(反相放大电路)13(运算放大器19)的输出电压为VB，则
VB=-Rf×IC2
因此，上述连接点S的检测电压VA与经电容器C2流向阻抗变换放大电路(反相放大电路)13的电流IC2成正比，而且VB表示为IC2的-Rf倍。与此同时，除电流IC2外，在上述连接点S上还产生负载电阻RL产生的热噪声电流，该热噪声电流同样乘以-Rf倍由阻抗变换放大电路(反相放大电路)13输出。由此，整个系统的噪声由连接点S产生的热噪声大小所确定。
由于负载电阻RL的值与该电阻引起的热噪声电流Inr的关系，由式(13)确定，因而，如图9所示，热噪声电流Inr与负载电阻RL的平方根成反比，负载电阻RL的值越大，可使热噪声电流Inr越小。
具体说，在已有技术例子中，负载电阻RA为1KΩ时，热噪声电流Inr约为4[pA/Hz1/2]。另一方面，本发明中，负载电阻RL可设定为约100KΩ，由式(13)，热噪声电流Inr为约0.4[pA/Hz1/2]，即，热噪声电流可为已有技术例子的十分之一以下。
下文，用示于图2的框图及数学式，说明低频电流旁路电路12的工作原理。
如图2所示，低通滤波电路16的输出电压VX，提供给电导变换放大器17的反相输入端，该电导变换放大器17的输出与低通滤波器16的输入互连，构成从低通滤波电路16输入端所看到的阻抗Zin在低频段为低阻抗。由图2可知，该输入阻抗Zin的频率特性可由下式(14)及(15)表示。
Vx=Vin×G/(1+Sτ) (14)
Iin=Vx×gm (15)
式中，G：低通滤波电路16的放大率
S：拉普拉斯算子(S=jωω为角频率)，
τ：低通滤波电路16的时间常数
Vx：电导变换放大器17的输入电压
gm：电导变换放大器17的电导
由式(14)、(15)可得，输入阻抗Zin为：
Zin=Vin/Iin=(1+Sτ)/(G×gm) (16)
若设G=1，则
Zin=(1+Sτ)/gm (17)
由式(17)可知，低频电流旁路电路12的输入阻抗，在低频段接近于电导gm的倒数，而对于直流，即为gm的倒数。反之，随着角频率ω变高，输入阻抗Zin大致与角频率(即，输入信号频率)成比例增大，成为高输入阻抗。换言之，上述低频电流旁路电路12相对于含直流的低频段的输入信号呈现低阻抗，而对于高频输入信号呈现高输入阻抗。
图3是本发明实施方式的光接收放大装置的低频电流旁路电路12的具体电路构成例，图3(a)对应于图1中所述，图3(b)是用MOS晶体管MN1代替晶体管QN1及分压电阻R2。
图3(a)中，低通滤波电路16是分压电阻R1与电容器C1的串联电路，因此，式(17)中的低通滤波电路16的时间常数τ为(R1×C1)。而且，电导变换放大器17由NPN晶体管QN1与分压电阻R2构成，电导gm≌1/R2。因而，式(17)的输入阻抗Zin为：
Zin=(1+SR1C1)×R2 (18)
所以，图3(a)的低通滤波电路16，相对于直流输入信号，其输入阻抗Zin为R2，随着输入信号频率升高，输入阻抗Zin以R1C1系数增加，从而几乎不流入电流。
然后，若光信号电流IPD的直流成分增大，检测电压VA的直流电压上升，达到某电压值V1，则晶体管QN1开始动作(导通)，电流流过分压电阻R1及R2。由此，该部分的电阻分量减小(由于晶体管QN1与分压电阻R2串联的电路两端的总电阻减小)，检测电压VA的变化变小。
本发明的低频电流旁路电路12中，与已有技术例子不同，低通滤波电路16由分压电阻R1与电容器C1构成，晶体管QN1对低频段电流(输入信号)动作。与此相反，对于高频，即应接收的高频(例如几百KHz以上频率)，光信号电流IPD由于分压电阻R1与电容C1构成的低通滤波电路16的作用，晶体管QN1基极的输入信号振幅衰减，因而该晶体管QN1不动作。所以，对于高频段的输入信号，其动作等效于该电路不存在的情况。
图3(b)中，电导变换放大器17由晶体管MN1构成，由导gm为MOS晶体管MN1电导gmmn1，因而，式(17)的输入阻抗Zin为
Zin=(1+SR1C1)/gmmnl (19)
该电路的动作与图3(a)场合的动作相同，故省略其说明。
图4是本发明其它光接收放大装置的电路构成例子，其中示出低频电流旁路电路12具体电路的其它例子。由箝位二极管D1与电阻R3串联的电路与图3(a)中已说明的电导变换放大器17的分压电阻R2并联。本例子中，根据检测电压VA的直流电压，分阶段改变低频电流旁路电路12的电导变换放大器17的电导。
虽然图4中，电导变换放大器17以箝位二极管D1与电阻R3串联的电路与分压电阻R2并联的例子加以表示，但本发明不限于此，也可以构成多个二极管与电阻串联的电路互相并联。这时，根据二极管串联的个数决定箝位电压，因此，在各并联电路中，可根据需要分别设定二极管个数与串联连接的各电阻值。自然，可根据需要串联或并联1个至多个二极管。
图4中，若光信号电流IPD的直流分量增大，检测电压VA的直流电压上升，分压电阻R2两端的电压升高，二极管D1开始导通。随之，电阻R3中开始流过电流，低频电流旁路电路12的电导变换放大器17的交流电导gm由分压电阻R2与电阻R3并联时的总电阻确定。即电导gm为
gm=R2×R3/(R2+R3) (20)
图5是本发明实施方式的光接收放大装置的低频电流旁路电路其它电路例子，该电路中设置NPN晶体管QN2与电阻R3的串联电路代替图4中说明过的箝位二极管D1与电阻R3的串联电路。NPN晶体管QN2其集电极与晶体管QN1的集电极连接，基极连接晶体管QN1的发射极，其发射极经电阻R3接地。通过上述构成，能降低晶体管QN1的基板电流误差。
下文，说明通过图5的构成，能减少晶体管QN1基极电流误差的理由。
图4构成中，设晶体管QN1的基极电流为IB1，流过分压电阻R2的电流为I2，流过电阻R3的电流为I3，晶体管QN1的集电极电流为IC1，晶体管QN1的电流放大倍数为hfe，则由IC1≌I2+I3及IB1=IC1/hfe可得：
IB1≌(I2+I3)/hfe (a)
与此相反，在图5构成中，若设晶体管QN1的基极电流为IB1，晶体管QN2的基极电流为IB2，流过分压电阻R2的电流为I2，流过电阻R3的电流为I3，晶体管QN1的集电极电流为IC1，晶体管QN1的电流放大倍数为hfe，则由IC1≌I2+IB2,IB1=IC1/hfe及IB2=I3/hfe可得：
IB1=Ic1/hfe≌(I2+IB2)/hfe=(I2+(I3/hfe))/hfe (b)
比较上式(a)、(b)显然，通过图5的构成，式(a)中的I3为式(b)中的(I3/hfe)，即减小了(1/hfe)倍。这意味着，与图4的构成比较，根据图5的构成，可减小晶体管QN1的基板电流误差。又，上述电流放大倍数hfe约为100至200。
图6是说明图4的低频电流旁路电路12的直流工作的曲线。与图8的已有技术例子中，在光信号电流为I2以上高电流区域中检测电压VB饱和相反，在图6中，即使在光信号电流为I2以上的高电流区域，检测电压VA也不饱和，而是相应于直流光电流增大而缓慢增大。因而，即使负载电阻RL大，也能扩大对直流光信号电流的工作范围，在红外线接收机中，可确保直流光信号电流的工作范围。
然后，对各状态变化点的电流、电压，用数学式作说明。图6中，一旦光信号电流的直流分量增大，检测电压VA达到V1，图4的NPN晶体管QN1即开始动作(导通)。该电压值V1对应于基极与发射极间的电压VBE，约0.7V。这时，直流光电流(光电流的直流分量)是I1。
当光信号电流的直流分量又增大，检测电压VA达到V2时，二极管D1开始动作(导通)，该电压值V2为NPN晶体管QN1的正向电压与二极管D1的正向电压之和。用数学式说明，电流I1为：
I1≌0.7V/RL (21)
因I1至I2之间，RL与R1两者均流过电流，I2为：
I2≌I1+0.7V/(RL×R1/(RL+R1)) (22)
由上所述，以本发明实施例所述的方式构成本发明低频电流旁路电路12的电导变换放大器17，可与已有技术例同样确保对直流光电流的工作范围，同时，即使在I2以上的高电流区域，检测电压VA的变化也不饱和，而且相应于直流光电流的增大缓慢增大。
例如，以图3(a)或图3(b)所示的本发明实施方式构成光接收放大装置，光接收器件的负载电阻RL可设定得比已有技术例子中的大得多。例如，即使设定成约100KΩ，电路也能维持响应速度而动作。若由式(13)计算电阻值100KΩ时由负载电阻引起的热噪声Inr，则Inr为：
Inr=(4×(1.38×10-23)×300/1000001/2
≌0.407[pA/Hz1/2]与已有技术例子比较，可降低噪声。
如上所述，本发明的光接收放大装置具有光接收器件与放大处理其光信号电流的电路，所述放大光信号电流的电路包含低频电流旁路电路与阻抗变换放大电路(反相放大电路)，光接收器件与负载电阻串联，光信号电流由负载电阻变换成电压并输入低频电流旁路电路，其输出电压经电容器连接阻抗变换放大电路(反相放大电路)。
所以，根据上述光接收放大装置，可采用大的负载电阻(RL)，因而可减小热噪声电流，实现光接收放大装置的低噪声，同时，可扩大对光信号电流(IPD)直流分量的工作范围。
又，上述光接收放大装置最好构成为：所述低频电流旁路电路包含低通滤波电路和电导变换放大器，该低频电流旁路电路，其低通滤波电路输出连接电导变频放大器的反相输入，该电导变换放大器的输出与低通滤波电路输入相连，该低通滤波电路的输入阻抗在低频段为低阻抗。
采用上述光接收放大装置，可使低频电流旁路电路以简单电路构成，并能得到对光信号电流(IPD)的直流分量足够的工作范围。
最好所述低通滤波电路是由电阻和电容构成的RC低通滤波电路，所述电导变换放大器由至少一个双极晶体管与电阻构成。
采用上述光接收放大装置，可使低频电流旁路电路成为简单的电路构成，并能得到对光信号电流IPD的直流分量足够的工作范围。
最好所述低通滤波电路是电阻和电容构成的RC低通滤波电路，所述电导变换放大器由MOS晶体管构成。
采用上述光接收放大装置，可使低频电流旁路电路以MOS晶体管的简单电路构成，并能得到对光信号电流(IPD)的直流分量足够的工作范围。
所述电导变换放大器最好由多个二极管或晶体管组合而成。
采用上述光接收放大装置，可使低频电流旁路电路以简单的电路构成，并能扩大电导变换放大器本身及低频电流旁路电路的工作范围。而且，根据本发明，能以比较简单的电路和构成实现光接收放大装置，由于电路构成简单，可几乎不增加成本及器件尺寸而实现本发明的装置。
在本发明详细说明部分所描述的具体实施方式或实施例，只是为了理解本发明的技术内容，本发明不能仅限定为这些具体例子而作狭义理解，在本发明的精神及下面记载的权利要求的范围内，本发明可作多种变换且均能实施。