移动通信系统发射机中的扩频 信号发生装置和方法 本发明涉及扩频移动通信系统的发射机和发射方法，特别涉及保持信道传输的输出尽可能小的扩频信号发生装置和方法。
随着CDMA(Code Division Mu1tiple Access，码分多址)移动通信系统的发展，已经对不同的DSS(Direct Spread Spectrum，直接扩频)发射和接收方案进行了研究。相关解调被认为是可以非常有效地增加DSS-CDMA移动通信系统的用户容量的方法，这是因为与非相关解调相比，它只需较小的信噪比就可以满足规定的帧误码率。
为了实现移动通信环境中的相关解调，必须获得每一路径接收到的多径信道信号的合成增益。合成增益可通过确定的直接方法或者引导的辅助方法计算得到。后者由于具有极好的性能并且易于实现而经常被采用。引导的辅助方法的细节，可参看1990年12月IEEE通信学报38卷12号2106-2113页Pahlavan和Matthews的文章“衰落多径信道上自适应匹配滤波器接收机的性能”(“Performance of Adaptive Match Filter Receivers Over FadingMultipath Channels”IEEE Transactions on Communications,Vol.38,No.12,December 1990,pp.2106-2113)。
引导的辅助方法通过并行检测或者串行检测来实现。在并行检测中，发射机对包括接收机知道的信息和数据在内的扩频用户数据信号进行扩频，接收机使用不同的PN(Pseudo random noise，伪随机噪声)序列。另一方面，在串行检测中，接收机知道的数据周期地插入到包括信息在内的扩频用户数据信号中，然后它们被相同的PN符号扩频。
对于CDMA移动无线通信，用户需要发送不同的数据例如语音数据，控制数据，和分组数据以实现高速数据业务或者多媒体业务。对于这样地数据传输，有两种情况需要考虑：一是终端输出的较小的峰值-平均功率比(PAR)会减少功率的消耗和终端的生产成本；另一点是终端间歇地输出会造成用户携带的诸如助听器或者心力计等设备发生故障。串行检测在间歇输出问题上要差于并行检测，但是在PAR上要优于并行检测。
图1是点对点扩频CDMA蜂窝通信系统中反向链路发射机的框图，该发射机产生包含有导频信号的发射信号。
参考图1，逻辑信道数据发生器111包括许多数据发生器和扰频器，数据发生器用于产生信道数据，扰频器对信道数据进行扰频。分路器(channelizer)113处理从逻辑信道数据发生器111接收到的数据，使得信道之间的干扰很小，并且PAR很小。IQ信号变换器115将从分路器113接收到的信道信号变换为同相和正交信号。PN扩频器117使用PN码对IQ信号变换器115的输出进行扩频。基带调制器119将从PN扩频器117接收到的扩频信号转换为基带信号，并调制该基带信号。上变频器121将从基带调制器119接收到的调制信号上变频至发射频率，并将射频发射信号输出。
图2A是图1中所示的逻辑信道数据发生器111的框图，图2B是图2A中所示的扰频器的框图。
参考图2A，逻辑信道数据发生器111包括导频数据发生器211，控制数据发生器213，语音数据发生器215，和分组数据发生器217。导频数据发生器211输出未调制的连续比特0。控制数据发生器213发出的控制数据由用于前向链路功率控制的功率控制命令和其它控制信息组成。语音数据发生器215从可变比特率(VBR)语音合成器输出数据。例如语音合成器输出的语音数据可以是卷积编码和交织比特序列。已编码的语音信号以1/2,1/4，或者1/8的VBR输出，每比特时间两倍，四倍，或者八倍的增加。分组数据发生器217输出的比特率是语音数据发生器215的最高比特率1到8的整数倍。
扰频器219,221，和223分别对从控制数据发生器213，语音数据发生器215，和分组数据发生器217接收到的数据进行扰频。
参考图2B，扰频器219,221，和223的开关232选择抽取器233的输出或者数据“0”输出，并且异或门231将从数据发生器213,215，或者217接收到的数据与开关232选择的抽取器233的输出或数据“0”输出进行异或。抽取器233以与已经进行编码和交错的控制、语音和分组数据相同的数据速率抽取第二PN码序列(即长PN码序列)P。
图3A和3B是图1中分路器113的框图，其结构取决于使用的串行检测和并行检测的方法。
参考图3A，速率适配器311到317分别与数据发生器211到217连接，用于调整数据发生器211到217的数据率。信号变换器321到327分别与速率适配器311到317连接，分别将速率适配后的数据比特0和1变换为+1和-1。乘法器331到337将从信号变换器321到327接收到的变换信号与相应的信道幅度控制信号A0到A3相乘。多路复用器341多路复用乘法器331到337的输出。
在使用串行检测方案的分路器113中，每一数据时分多路复用为C0作为输出，以此占据不同的时隙，通过改变速率适配器311到317中的数据发生器211到217的输出的重复次数，可以调整数据占据的时间。速率适配后的数据通过信号变换器321到327从逻辑信道数据0和1变换为+1和-1以适于传输，然后通过乘法器331到337与信道幅度控制信号A0到A3相乘，从而决定了功率电平。
参考图3B，速率适配器351到357与逻辑信道数据发生器111的数据发生器211到217相连，根据相应的数据发生器211到217来调整数据传输速率。信号变换器361到367与相应的速率适配器351到357相连，分别将速率适配后的数据比特0和1变换为+1和-1。沃尔什码发生器371到377产生沃尔什码W0到W3。乘法器381到387将从信号变换器361到367接收到的信号与从沃尔什码发生器371到377接收到的沃尔什码W0到W3相乘，从而去除信道之间的干扰和相位错误。这样，沃尔什码发生器371到377和乘法器381到387实现了去除干扰的功能。乘法器391到397作为信道幅度控制器，将乘法器381到387的输出与相应的信道幅度控制信号A0和A3相乘。
在使用并行检测方案的分路器113中，每一数据占据的时间可通过速率适配器351到357来改变数据发生器211到217的输出的重复次数来调整。速率适配后的数据通过信号变换器321到327从逻辑信道数据0和1变换为+1和-1以适于传输，然后通过乘法器331到337与相互正交的沃尔什码相乘，从而减小信道之间的干扰和相位错误导致的性能恶化。乘法器381到387的输出通过乘法器391到397与相应的信道幅度控制信号相乘，从而决定了功率电平。
图4A是串行检测方案中图1中所示的IQ信号变换器115的框图，它与分路器113连接，图4B是并行检测方案中图1中所示的IQ信号变换器115的框图，它与分路器113连接。IQ信号变换器115将分路信号变换为同相和正交信号。
因为使用串行检测方案分路器113的最后输出C0是多路复用数据，所有为图4中的IQ信号变换器115提供了串行-并行转换器411用来将多路复用信号分离为奇数位和偶数位，产生同相信号(I信号)和正交信号(Q信号)。
对于使用并行检测方案的分路器113的最后输出不是多路复用的并行数据，图4B中的IQ信号变换器115有一个加法器421将导频信道信号C0和语音信道信号C2相加以产生I信号，另一个加法器423将控制信道信号C1和分组信道信号C3相加以产生Q信号。
图5A是图1中所示的利用IQ分离方法的PN扩频器117的框图，图5B是图1中所示的利用合成扩频方法的PN扩频器117的框图。在这里，第一PN码指短PN码，第二PN码指长PN码。
参考图5A，第一PNi码发生器511产生同相PN码PNi，第一PNq码发生器513产生正交PN码PNq。第二PN码发生器515产生长PN码，其共用于同相PN码PNi和正交PN码PNq。乘法器517将PNi和第二PN码相乘，从而产生同相PN码。乘法器519将PNq和第二PN码相乘，从而产生正交PN码。乘法器520将从IQ信号变换器115接收到的I信号与正交PN码相乘，产生扩频信号PI。乘法器512将从IQ信号变换器115接收到的Q信号与同相PN码相乘，产生扩频信号PQ。
现在，将描述图5B中的进行合成扩频的PN扩频器117。参考图5B，第一PNi码发生器511产生同相PN码PNi，第一PNq码发生器513产生正交PN码PNq。第二PN码发生器515产生长PN码，其共用于这两种PN码PNi和PNq。乘法器517将PNi和第二PN码相乘，从而产生同相PN码。乘法器519将PNq和第二PN码相乘，从而产生正交PN码。乘法器521将从IQ信号变换器115接收到的I信号与同相PN码相乘。乘法器523将从IQ信号变换器115接收到的Q信号与同相PN码相乘。乘法器525将从IQ信号变换器115接收到的Q信号与正交PN码相乘。乘法器527将从IQ信号变换器115接收到的I信号与正交PN码相乘。减法器529将乘法器521的输出减去乘法器525的输出，产生合成扩频同相信号PI。加法器531将乘法器523和527的输出相加，产生合成扩频正交信号PQ。
图5B中的PN扩频器117在峰值-平均功率比这一指标上要优于图5A中的PN扩频器。
基带调制器119的结构如图6所示，它调制从图5A或图5B中所示的PN扩频器117接收到的扩频信号PI和PQ。参考图6,FIR(Finite ImpulseResponse，有限冲激响应)滤波器615对扩频信号PI进行滤波，而扩频信号PQ被一个预定时间的延时器611延时，然后被FIR滤波器613滤波。基带调制器119也可基于0QAM(Offset Quadrature Am plitude Modulation，偏置的正交幅度调制)操作。
使用并行检测方法的发射机包括图3B中的分路器113，图4B中的IQ信号变换器115，图5B中的PN扩频器117，和图6中的基带调制器119。另一方面，使用串行检测方法的发射机包括图3A中的分路器113，图4A中的IQ信号变换器115，图5A中的PN扩频器117，和图6中的基带调制器119。
使用并行检测方法的发射机增加了PAR，而使用串行检测方法的发射机由于语音信号的可变比特率和分组信号间断出现，而功率变化较显著，从而增加了干扰。
因此，当前多信道的使用引起了涉及到常规发射机中的放大器的一些问题。因为导频信道，控制信道，语音信道，和分组数据信道同时被使用，使得峰值-平均功率比增加，这意味着放大器必须具有很好的线性。特别的，对于只使用语音信道(例如，低速业务信道)而不使用分组数据信道(例如，高速业务信道)的终端，依赖于信道增益调整，可能极大的增加峰值-平均功率比。
本发明的目的是为在多逻辑信道上传送数据的移动通信系统提供一种扩频信号发生的装置和方法，使得具有恒定发射功率电平的逻辑信道数据被多路复用和正交码进行分路处理。
本发明的另一个目的是为在多逻辑信道上传送数据的移动通信系统提供一种扩频信号发生的装置，使得具有恒定发射功率电平的逻辑信道数据被多路复用而分路处理，而其它逻辑信道数据基于被多路复用的信道的功率电平来进行分路处理。
为了实行上述目的，这里提供了利用多逻辑信道的无线通信系统中发射机中的扩频信号发生装置。在扩频信号发生装置中，多路复用器时分多路复用以恒定功率电平输出的导频信道信号和控制信道信号，第一正交编码器使用正交码对多路复用器的输出进行正交扩频，第二正交编码器使用正交码对可变比特率的语音信道数据进行正交扩频，第三正交编码器使用正交码对可变比特率的分组信道数据进行正交扩频，IQ信号变换器将第一和第三正交编码器的输出相加，将该相加信号作为第一信道信号输出，并将第二正交编码器的输出作为第二信道信号输出，一个PN扩频器使用PN码对第一和第二信道信号进行扩频，并输出最后的扩频信号。从而使得发射机的峰值-平均功率比保持尽可能小。
通过参照各附图对优选实施例的详细描述本发明的上述目的和优点将是显而易见的，其中
图1是移动通信系统中扩频发射机中的框图；
图2A是图1中所示的逻辑信道数据发生器的框图；
图2B是图2A中所示的扰频器的框图；
图3A是图1中所示的分路器的框图；
图3B是图1中所示的分路器的框图；
图4A是图1中所示的IQ信号变换器的框图；
图4B是图1中所示的IQ信号变换器的框图；
图5A是图1中所示的PN扩频器的框图；
图5B是图1中所示的PN扩频器的框图；
图6是图1中所示的基带调制器的框图；
图7A是与本发明的实施例相应的逻辑信道数据发生器的框图；
图7B是图7A中所示的扰频器的框图；
图8是与本发明的实施例相应的分路器的框图；
图9描述了与本发明的实施例相应的分路器的输出特性；
图10A是与本发明的实施例相应的IQ信号转换器的框图；
图10B是与本发明的实施例相应的IQ信号转换器的框图。
在多逻辑信道传输数据的移动通信系统中同时传输导频数据，控制数据，语音数据，和分组数据会增加峰值-平均功率比。这可能会引起发射机中放大器的线性问题。通过时分多路复用对导频信号和数据信号进行分路可减小峰值-平均功率比和分路中使用的正交码数量。
在只有导频数据，控制数据和语音数据存在，并且语音数据在利用并行检测方法的发射机中具有最高比特率，导频信道、控制信道和语音信道之间的功率比为1∶1/4∶4，输出终端的峰值-平均功率比为6.95dB。另外，对于第八级最高比特率，功率比变为1∶1/4∶1/2，峰值-平均功率比为7.23dB。这里，导频信道与控制信道每单位时间的平均功率比固定为1∶1/4。但是，由于语音信道是可变比特率的，它是导频信道平均功率的4到1/2倍。随着加入到IQ信号变换器115中的信道之间的能量差异变窄，峰值-平均功率比将增加。
依据上述原理的本发明的实施例中，逻辑信道数据发生器111的结构如图7A和7B所示，分路器113的组成结构如图8所示，这样在并行检测中，多路复用的导频/控制信道的功率电平设定为导频信道的功率电平和控制信道的功率电平之和。例如在并行检测中导频信道的功率电平是1及控制信道的功率电平是1/4，那么在本发明中时分多路复用的导频/控制信道的功率电平是1+1/4。控制信道的输出为4/5时间，如图9所示。
图7A是与本发明的实施例相应的逻辑信道数据发生器111的框图，图7B是图7A中所示的扰频器的框图。
参考图7A，逻辑信道数据发生器111包括导频数据发生器711，控制数据发生器713，语音数据发生器715，和分组数据发生器717。导频数据发生器711输出未调制的连续比特0。控制数据发生器713发出的控制数据由用于前向链路功率控制的功率控制命令或其它控制信息组成。语音数据发生器715从可变比特率(VBR)语音合成器输出数据。语音合成器输出的语音数据例如可以是卷积编码和交织比特序列。已编码的语音信号以1/2,1/4，或者1/8的VBR输出，每比特时间两倍，四倍，或者八倍的增加。分组数据发生器717输出的比特率是语音数据发生器715的最高比特率1到8的整数倍。扰频器721到727对从数据发生器711到717接收到的数据进行扰频。
参考图7B，扰频器721到727的抽取器733通过预定的P值进行处理，异或门731将抽取器733的输出与数据发生器711到717的输出进行异或操作。导频数据，控制数据，语音数据，和分组数据都被编码和交织。交织后的数据与第二PN码序列分组后的数据进行异或，其中两者具有相同的比特率。
图8是与本发明的实施例相应的分路器113的框图。参考图8，速率适配器811到817与相应的数据发生器711到717连接，用于调整数据发生器711到717的数据传输率。信号变换器821到827与速率适配器811到817连接，分别将速率适配后的数据比特0和1变换为+1和-1。乘法器831到837将信号变换器821到827的输出与相应的信道幅度控制信号A0到A3相乘。多路复用器841将乘法器831和832的输出多路复用。多路复用信号是导频/控制信道信号。伪正交编码器843使用抗多径伪正交码(MRPOC)对导频/控制信道信号扩频，从而克服由多径信号成分造成的正交损耗问题。伪正交编码器845使用MRPOC对语音数据信道信号扩频，伪正交编码器847使用MRPOC对分组数据信道信号扩频。
在组成图8中的分路器中，如果E和F是常规并行检测中相应的信道增益，在本发明中，增益A0和A1值相等，它们由等式(1)给出的E和F中计算出，导频和控制信道分别在由式(2)和(3)计算的时间周期内输出。A0=E2+F2--A1=E2+F2……(1)]]>E2E2+F2······(2)]]>F2E2+F2······(3)]]>
这样，图8中的多路复用器841将导频和控制信道信号多路复用为信号C0，如图9所示，而语音和分组数据信道信号直接输出不需多路复用。多路复用器841的输出，语音数据信号，分组数据信号通过伪正交编码器843到847被扩频，从而保证正交性不会因为多径传播的成分而丢失。
当语音信道发射功率时，也就是存在语音数据，语音信道信号作为Q信道信号输出，如图10A所示，分组/控制信通信号通过加法器加到分组数据信号中，并作为Ⅰ信道信号输出。在没有语音数据存在时，分组信号作为Q信道信号输出，而分组/控制信号作为Ⅰ信道信号输出，如图10B所示。这样，当功率从分路器113输出的语音信道发射出去时，IQ信号变换器115以不同于导频/控制信道的方向输出语音信道信号，并将分组数据和导频/控制信道信号加到其它输出中，如图10A所示。如果语音信道关闭，分组信道信号以不同于导频/控制信道信号的方向输出，如图10B所示。
与本发明的实施例相应的PN扩频器117的结构如图5B所示，减小了峰值-平均功率比。本发明的调制按图6中的方法。这样，峰值-平均功率比比使用一般的并行检测方法的结果小1.5-1.9dB。
图3B中的沃尔什编码器或者伪正交码的内码可用于作为图8中的伪正交编码器843到847。然后在PN码发生器中产生的PN序列必须具有合适的码片速率。由于导频数据保持恒定，使得伪正交码的使用会对其他用户产生干扰。为了防止这一问题，通过从第二PN码发生器抽取的扰频序列对导频数据扰频。
如上所述，在利用多逻辑信道诸如导频信道、控制信道、语音数据信道和分组信道的移动通信系统中，导频信号和数据信号通过时分多路复用被分路，从而减小峰值-平均功率比和在分路中的正交码的数量。
虽然参照实施例已经对本发明进行了描述，但该实施例仅是示例性应用。因此，显而易见在本发明的范围和精神之内本专业的技术人员在本发明的范围和精神之内可以作出许多改变。