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变频器和调谐器
技术领域
本发明涉及用于射频调谐器的变频器和包括这种变频器的调谐器。这种调谐器可以用于例如从陆地天线、卫星天线系统或电缆分配系统接收数字或模拟广播信号。这种调谐器可以用于例如接收数字电视信号、数字音频广播信号、电话或数据信号。
背景技术
已知类型的射频调谐器包括用于将期望的信道从宽带输入频谱转换成预定中频的一个或多个变频器。典型的宽带频谱包括从50到860MHz的频率范围，而所选的信道可以转换到一般在30到50MHz之间的“经典”中频、一般是大约1.1GHz的第一高中频、零中频(ZIF)或近零中频(NZIF)。变频器包括从具有等于宽带频率范围加或减中频的频率范围的可变本地振荡器接收整流信号的一个或多个混频器。由本地振荡器提供给该或每个混频器的整流信号一般是具有相对陡的上升和下降边缘的矩形或方形波，以便在该或每个混频器的切换单元中执行“硬切换”，其中切换单元一般体现为吉尔伯特单元。
混频器单元中硬切换的使用具有已知的优点。例如，混频器单元中的晶体管在它们极端导通和不导通的状态之间快速切换并且在它们的线性放大状态中花费相对少的时间。而且，例如通过包括正弦波的整流信号的方式，与软切换相比，变形产物减少了。
为了选择期望的信道，方波整流信号的基频被控制成等于中频加或减期望信道的中心频率。在ZIF的情况下，本地振荡器频率等于期望信道的中心频率。
方波整流信号包含导致不期望信道谐波混频或噪声的其它频率成分，这些频率成分以中频叠加到期望信道上。特别地，从理论上讲方波包含基频的所有奇数次谐波，每个谐波成分的幅值随着该谐波成分的次数增加而减小。理想方波的谐波内容(到十三次谐波)如下：

    谐波    相对幅值(dBc)    1    3    5    7    9    11    13    0    -9.54    -13.98    -16.9    -19.09    -20.83    -22.28
因此，中心在由F_DN＝F_LO×((2×N)+1)±F_IF给出的频率F_DN的信道中的混频器输入处的任何不期望信号或噪声将被转换成输出中频通频带，从而叠加到期望的信道上，其中N是大于零的整数，F_LO是本地振荡器的频率，而F_IF是中频。
不是ZIF类型的变频器也将“图像”信道转换成中频。图像信道的频率在期望信道频率的两个相对本地振荡器频率侧并与期望信道的频率隔开中频的两倍。就象在以上表达式中暗示的，图像信道也是通过谐波混频处理转换的。
因此，方波整流信号中次数大于一的谐波成分的存在使得可能将不期望的信号和噪声转换成输出中频通频带。例如，在宽带输入频谱覆盖几个倍频程的情况下，在转换成中频通频带的频率处可能有被占用的信道，因此期望的信道可能被干扰信道和噪声污染，使得不能实现可接受的接收。因为干扰信号和噪声在中频通频带中，因此中频或后续滤波不能用于除去干扰信号或噪声。
图像取消混频器是已知的，其中提供了图像信道的基本减少或取消。这种图像取消混频器在NZIF变频器的情况下是特别有用的，其中图像信道紧挨着期望的信道，使得图像信道不能通过在变频器前面的滤波充分滤波掉或衰减。
还已知在所有类型的变频器前面提供跟踪滤波器。这种射频跟踪滤波器的通频带跟踪期望信道的频率，使得滤波器衰减离期望信道足够远的信道，以便使滤波有效果。在传统或经典的中间策略中，这种滤波提供了对图像信道的衰减。
这种滤波和图像取消技术可以用于对各种中频策略提供可接受的性能。但是，为了提供对防止干扰的足够保护，这种跟踪射频滤波器需要具有相当高的性能。这种滤波器不能在单片式集成电路中形成。因此，滤波器是作为外部组件形成的，这从根本上增加了制造调谐器的成本。此外，为了提供足够的性能，常常必须提供多部分滤波器(包括多个电感/电容部分)。就象众所周知的，这种滤波器必须在制造过程中调谐器的校准操作过程中设置，以便确保滤波器通频带足够好地跨调谐器的调谐范围跟踪本地振荡器频率(根据需要具有合适的偏移)，以便实现足够的接收性能。同样，这种校准从根本上增加了制造调谐器的成本。
US 2004/0127187公开了用于避免在I和Q吉尔伯特单元中使用两个独立跨导级的正交变频器。跨导级由以本地振荡器频率的两倍在两个吉尔伯特单元混频器之间切换输入信号的“动态功率分配器”代替。混频器的输出不连接到加法器。
US 2001/0027095公开了包括两个吉尔伯特单元混频器的图像拒绝混频器，其中混频器的输出通过相移电路连接到加法器。类似地，EP 0998025公开了其中独立的混频器输出通过相移电路提供给加法器的图像拒绝混频器。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了用于射频调谐器的变频器，包括第一混频器和本地振荡器，第一混频器包括N个第一混频级和第一加法器，其中N是大于一的整数，第一混频级具有通过提供相同的第一相移的各第一信号路径连接到第一加法器的输出、连接到一起的第一信号输入和连接到本地振荡器的第一整流输入，本地振荡器布置成向第一整流输入提供具有相同频率但不同相位的基本上为矩形的第一本地振荡器信号。
相同的第一相移可以是基本上为零的相移。
第一混频级的每一个都可以包括吉尔伯特单元。
第一混频级可以具有至少两个不同的增益。第一混频级可以包括具有至少两个不同跨导的跨导级。第一加法器可以包括第一混频级的公共的输出负载布置。可选地，第一加法器可以包括第一混频级的部分公共的负载布置。
本地振荡器可以是可变频率本地振荡器。本地振荡器可以布置成提供大于一个倍频程的调谐范围。
本地振荡器可以具有被M整除的相差生成级，其中M是大于二的整数。相差生成级可以包括环形计数器。
第一本地振荡器信号之间的最大相差可以小于180°。第一本地振荡器信号之间的最大相差可以小于或等于90°。
N可以大于二。N可以等于三。第一本地振荡器信号可以具有0°、45°和90°的相对相位。
变频器可以包括第二混频器，第二混频器包括N个第二混频级和第二加法器，第二混频级具有通过提供相同的第二相移的各第二信号路径连接到第二加法器的输出、连接到一起的第二信号输入、和连接到本地振荡器的第二整流输入，本地振荡器布置成向其提供具有与第一本地振荡器信号相同频率且基本上相位正交的基本上为矩形的第二本地振荡器信号。相同的第二相移可以是基本上为零的相移。第二本地振荡器信号可以具有90°、135°和180°的相对相位。第二混频器可以基本上与第一混频器相同。
根据本发明的第二方面，提供了包括根据本发明第一方面的变频器的调谐器。
调谐器可以包括在变频器前面的跟踪射频滤波器。
调谐器可以包括零中频调谐器。
变频器可以是图像取消变频器。第一和第二混频器可以位于连接到第三加法器并提供90°相对相移的第三和第四信号路径中。调谐器可以包括近零中频调谐器。
因此，有可能提供能够从根本上减小谐波混频影响的布置。这又减小了例如在该或每个变频器中中频输出通频带中可能的干扰信号的能量。因此，对于该或每个变频器前面射频滤波的需求可以放松，而且这种滤波可以在单片式集成电路中提供，从而降低制造成本和复杂度。这种技术可以应用到所有类型的变频器，包括经典的、近零和零中频类型。这种技术还可以应用到图像取消变频器。
附图说明
作为例子，本发明将参考附图进一步描述，其中：
图1是构成本发明一种实施方式的调谐器的方框示意图；
图2是图1调谐器的混频器的方框电路图；
图3是说明提供给图2混频器的整流信号的波形图；
图4是可以用在图1调谐器中的另一混频器的方框电路图；
图5是图1调谐器的本地振荡器的相差生成级的方框电路图；
图6是构成本发明一种实施方式的零中频调谐器的方框示意图；及
图7是构成本发明一种实施方式的近零中频调谐器的方框示意图。
贯穿所有附图，相同的标号都指相同的部分。
具体实施方式
图1所示的调谐器可以用于从任何分布或广播介质接收数字或模拟编码的信号。这种介质的例子是陆地广播、卫星广播和电缆分配。信号可以表示电视、音频、电话和数据中的任何一种或其任意组合。调谐器是“经典”中频(IF)类型，其中在宽带输入信号中接收的任何信道都可以被选择用于接收并转换成传统的中频，例如在30和50MHz之间。因此，所说明的调谐器是单转换类型。但是，图1所说明的布置可以构成双转换调谐器的一部分。例如，这种布置可以充当用于将所选的期望信道转换成相对高的第一中频的第一上转换器。在输入信号的频谱是从50到860MHz的情况下，第一中频可以是大约1.1GHz。可选地，在双转换调谐器执行输入频率频谱到更高频带的固定块上转换的情况下，图1所示的布置可以用作用于选择接收用的期望信道并用于将其转换成任何期望的输出中频的第二转换器。
在单转换调谐器的情况下，图1所示的布置包括用于接收宽带射频输入信号的输入1，一般包括多个具有预定宽度和频率间隔的信道。信号提供给跟踪通频带滤波器2，一般需要该滤波器对远离期望信道并包括图像信道的信道实现20到30dB之间的衰减。这种滤波器可以在单片式集成电路中包含，整个调谐器在其中构成而且合适的滤波器例子在英国专利申请号0511569.6中公开。滤波器2被控制，以便跟踪目前所选信道的频率并且一般以最小的衰减通过这个信道和几个相邻信道。
滤波器2的输出提供给在下文中更具体描述并包括混频器3和本地振荡器4的变频器。该变频器将选定的期望信道转换成输出中频并将频率转换后的信号提供给一般具有基本等于所选信道宽度的通频带的表面声波滤波器(SAWF)5。滤波器输出信号提供给提供增益的放大与控制以便在调谐器的输出7提供基本一致信号电平的自动增益控制(AGC)级6。输出信号一般提供给用于恢复该期望信号的合适类型的解调器。
混频器3在图2中更具体地示出。混频器包括部分并联的三个混频级，其中每个混频级是吉尔伯特单元类型并包括连接到电流切换单元11a、11b、11c的跨导级10a、10b、10c。如图2的插入物10中所示的，每个跨导级都包括一个长尾对晶体管12和13，其具有各自的发射极退化电阻14和15及公共的恒定电流源16。
每个切换单元都是如图11的插入物中所说明的交叉耦合的差分对类型。单元包括晶体管17至20，晶体管17和18的发射极连接到一起并连接到晶体管12的集电极，而晶体管19和20的发射极连接到一起并连接到晶体管13的集电极。晶体管17和19的集电极连接到一起，而晶体管18和20的集电极连接到一起，以便构成混频器的差分输出21，该混频器具有形式为电阻22和23的公共负载布置。这种负载布置对于三个混频级是公共的并构成将混频级的输出相加的加法器。混频级的输出通过具有相同相移的信号路径连接到加法器，该相移一般基本是零。信号路径一般包括互连。
晶体管17和20的基极连接到一起，而晶体管18和19的基极连接到一起，以便构成混频器级的差分整流信号输入。混频器级11a、11b和11c连接到在下文中描述的本地振荡器相位生成输出布置，使得混频级接收具有相同频率但分别具有0°、45°和90°的相对相移的本地振荡器信号。
跨导级10a、10b和10c的差分输入连接到一起，以便形成用于接收由滤波器2滤波的信号的混频器的差分信号输入。级10a和10c的跨导(x1)基本彼此相等，而级10b的跨导(x2^0.5)等于级10a和10c每个的跨导与2的正平方根的乘积。
图3所示的上面三个波形说明了由本地振荡器4提供给混频器3的混频级的方波本地振荡器信号LO1、LO2和LO3的相对相位和波形。方波LO1用作参考，因此具有0°相移。方波LO2具有与波形LO1相同的频率但关于其具有45°的正相移。方波LO3具有与波形LO1相同的频率但关于其具有90°的正相移。图3中最下面的波形说明了可以通过将波形LO1、LO2和LO3相加获得的波形。这种波形具有修改后的谐波频谱，使得与相同频率的方波相比，至少一些基频以上的谐波具有降低的电平。这还可以看作更接近类似基频正弦波的合成波形。因此，如果这种合成波形用作变频器中的整流信号，则与基频相比至少一些谐波电平的降低将减小谐波混频的影响，如上文所描述的，由此比所选信道更高频率的信号混频到相同的中频。但是，如上文所描述的，不期望图3底部图中所示类型的波形用作整流信号，因为这将增加噪声指数并损害混频器的信号处理能力。
在目前的变频器中，单独的波形LO1、LO2和LO3提供给各自的混频级。每个混频级利用其各自的整流信号执行输入射频信号的频率转换，然后混频级11a、11b和11c的频率改变后的输出相加，以便在21形成混频器的输出。因为处理的线性本质，结果产生的输出信号是如果图3的合成波形已经应用到单个混频级将获得的信号，但没有利用这种合成整流信号的被损害的噪声指数和信号处理性能。因此，获得已经通过合成整流波形获得的提高的谐波混频性能，但没有混频器噪声和中间调制性能的退化。
尽管说明了接收不同相位的三种整流信号的混频级，但由任意个数不同相位的本地振荡器信号提供的任意个数混频级可以与适当相加的混频级的输出一起使用，从而降低谐波混频。每个混频级的有效增益可以相对于其它增益进行选择，从而最小化谐波混频。在图2所说明的例子中，不同的增益是由跨导级10a、10b和10c的跨导提供的，并且对与所说明整流信号的使用是最优的。通过选择这些值，尽管本地振荡器基频的第三和第五次谐波从理论上讲被除去了，但实际上因为不平衡和组件容差，所以这些谐波还可能存在但是处于降低非常多的电平。因此，与第三和第五次谐波的谐波混频被消除或极大地降低，使得将通过谐波混频以别的方式叠加到混频器输出通频带的任何信号能量或噪声被消除或基本降低。
实际上，有可能通过这种技术提供30和40dB之间的谐波混频取消。在这种调谐器的典型应用中，需要总共大约60dB的合成取消，因此为了实现需要的指数，滤波器2只需要提供20到30dB的抑制或衰减。“芯片内”跟踪通频带滤波器可以实现这个目的，因此除了在当前传统IF调谐器情况下的SAWF 5，整个调谐器可以单片集成。
在图2中，由级10a、10b和10c中的不同跨导提供了不同的混频器级增益。图4说明了一种可选实施方式，其中级10a、10b和10c的跨导相同，而是由包括电阻24至27的分解公共负载布置提供不同的混频器级增益。电阻24和25具有相同的阻值R1而电阻26和27具有相同的阻值R2。为了提供期望的混频器级相对增益，阻值R1和R2由以下表达式关联：
R2＝(-1)×R1
这种布置可以具有减小由不同跨导和由用于处理具有不统一比率的电流的实现差别所造成的不平衡并由此提高性能的优点。还有可能结合用于提供混频器3的混频器级的适当相对增益的两种技术。
图5说明了用于提供图2所示混频器所需相移的本地振荡器4的相移生成输出级。本地振荡器是变频振荡器，其频率是通过相锁循环合成器选择的，以便将期望的所选信道转换成需要的中频。对于本地振荡器中的基本振荡器或时钟，以实际所需的本地振荡器频率的倍数运行是常见的。在图5所说明的布置中，基本振荡器以所需本地振荡器输出频率四倍的频率运行，而差分连接30和31将其作为差分时钟信号提供给四个D类型触发电路32至35的直接和补充或反向时钟输入CK、CKB。触发电路32至35连接到一起，作为被四整除的环形计数器，其中触发电路32至34的直接和反向输出Q和QB分别连接到触发电路33至35的直接和反向输入D和DB，而触发电路35的直接和反向输出Q和QB分别连接到触发电路32的反向和直接数据输入DB和D。触发电路32至35的输出分别提供具有45°、90°、135°和0°相移的本地振荡器输出信号。通过反转到触发电路35输出的连接，提供具有180°相移的本地振荡器信号。因此，输出级5提供了图2和4中所示混频器所需的所有本地振荡器信号。
图6说明了向基带同相(I)和正交(Q)成分或数据流提供所选信道直接转换的零中频(ZIF)类型调谐器。调谐器具有图2中所说明类型的输入1和跟踪射频滤波器2。但是，滤波器2的输出提供给分别用于提供I和Q成分的两个混频器3a和3b的信号输入。
混频器3a和3b中的每一个都具有图2或图4所说明的结构，包括多个(在本例中是三个)并联但接收具有相同频率但不同相位的本地振荡器信号的混频器级。图6说明了本地振荡器4和正交分解器40，使得I混频器3a接收相对相位为0°、45°和90°的本地振荡器信号，而Q混频器3b接收与提供给混频器3a的那些信号正交并因此具有90°、135°和180°相对相位的本地振荡器信号。本地振荡器4和正交分解器可以如上文参考图5所描述的那样包含。特别地，图5所说明的本地振荡器的环形计数器输出布置提供了提供给混频器3a和3b的所有必需相位的本地振荡器信号。
来自混频器3a和3b的I和Q基带信号提供给用于执行信道滤波的滤波器5a和5b。因为I和Q信号处于基带，因此滤波器5a和5b一般是具有基本等于信道带宽一半的通频带的低通滤波器，从而使处于基带的期望信号通过而拒绝或很大程度上衰减包括由混频器3a和3b转换的相邻信道的所有其它信道。然后，滤波后的基带信号通过与图1所示级6相同类型的各自的AGC级6a和6b提供给调谐器的I和Q输出7a和7b。
图7说明了包括用于提供图像信道拒绝或衰减的图像拒绝混频器。调谐器是打算用作近零中频(NZIF)调谐器，以便提供NZIF调谐器中紧挨着期望信道并因此很难通过实际滤波衰减的图像信道的拒绝或衰减。但是，图像拒绝变频器还可以用在提供传统中频输出的调谐器中。
包括混频器3a、3b、本地振荡器4和正交分解器40的跟踪滤波器和正交变频器与参考图6所述的是相同类型。但是，提供给图6 ZIF调谐器中混频器3a和3b的整流信号具有处于期望信道中心的基频，而提供给图7 ZIF调谐器中混频器3a和3b的整流信号基本处于由期望信道占用的频带的一端。
混频器3a和3b的输出提供给相移级41和42。在图7所说明的实施方式中，级41和42提供+45°和-45°的相移。但是，可以提供任何能提供90°相对相移的相移布置。而且，尽管级41和42示为位于混频器3a和3b后面，但这些级可以位于混频器前面，但就需要在宽带输入信号中任何期望信道的实际频率提供相对相移。
级41和42的输出提供给形成输入信号之和的加法器43。应用到信号的相移使得期望信号被“构造”，而图像信道被抑制或至少被充分衰减此而不会干扰期望信道的接收。级41和42还可以提供滤波，以便从提供给加法器43的信号除去或很大程度上衰减其它不期望的信道。因此，加法器43的输出在调谐器输出7提供期望的信道。
因此，有可能提供其中由谐波混频造成的污染或干扰被显著减小而保留与硬切换整流信号关联的噪声和信号处理性能的布置。有可能在单个单片式集成电路中包含大部分或所有这些调谐器，从而简化制造并降低成本。正交混频实施方式中正交信道中间的不平衡也可以通过例如使用为图5所说明的两个混频器共同生成的信号来减小。