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一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法.pdf

上传人：1*** 文档编号：437124 上传时间：2018-02-16 格式：PDF 页数：18 大小：1.42MB
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摘要
申请专利号：

CN201410386951.7

 申请日：

2014.08.07
公开号：

CN104104418A

 公开日：

2014.10.15
当前法律状态：

撤回

 有效性：

无权
法律详情：

发明专利申请公布后的视为撤回IPC(主分类):H04B 7/04申请公布日:20141015|||实质审查的生效IPC(主分类):H04B 7/04申请日:20140807|||公开
IPC分类号：

H04B7/04; H04B7/06; H04B7/08

 主分类号：

H04B7/04
申请人：

哈尔滨工业大学
发明人：

吴芝路; 杨丽; 任广辉; 江立辉; 何胜阳; 支毳鹏
地址：

150001 黑龙江省哈尔滨市南岗区西大直街92号
优先权：

专利代理机构：

哈尔滨市松花江专利商标事务所 23109

 代理人：

张宏威
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内容摘要

一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，涉及无线通信领域。解决了现有无线通信方法针对CPM解调的解调速度慢、实时性低、接收机的硬件开销大的问题。所述无线通信方法首先将基带信号比特数据流进行编码得到编码信号；将得到的编码信号进行串并转换后得到Nt路符号数据流；将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制的调制信号s(t；α)；将得到的Nt路调制信号采用Nr根发射天线发射至Nt×Nr衰落信道；Nt根接收天线接收Nt路调制信号；将Nt路调制信号加载热噪声；将加载热噪声后的信号进行基于PAM分解的最优检测；将基于PAM分解的最优检测后的Nt路信号进行并串转换后输出。本发明适用于无线通信。

权利要求书

1.  一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，其特征在于，它的信号发射方法：
步骤一、将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号；
步骤二、将步骤一得到的编码信号进行串并转换后得到Nt路符号数据流；
步骤三、将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制调制信号s(t；α)；
步骤四、将步骤三得到的Nt路调制信号分别采用Nr根发射天线发射至Nt×Nr衰落信道；
它的信号接收方法：
步骤五、采用Nt根接收天线接收来自步骤四的Nt路调制信号；
步骤六、将Nt路调制信号分别加载热噪声；
步骤七、将步骤六中加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测；
步骤八、将步骤七中进行基于PAM分解的最优检测后的Nt路信号进行并串转换后输出。

2.  根据权利要求1所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，其特征在于，步骤一中所述的将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的步骤为：
步骤一一、将基带信号比特数据流进行空时网格编码，获得Nt路空时编码信号；
步骤一二、将每一路空时编码信号输入至一个线性连续相位编码器，获得Nt路矢量信号；
步骤一三、将Nt路矢量信号输入至无记忆调制器后编码输出。

3.  根据权利要求1所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，其特征在于，步骤三中将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制调制信号s(t；α)的过程为：
步骤三一、用PAM分解的线性叠加形式表示二进制单指数CPM信号，即：其中，T为二进制符号的周期，Q为进制数，n为符号间隔，t为时间；
步骤三二、求解PAM分量的系数bk,n=exp{jπ[Σm=-∞nαmhm‾-Σi=0L-1αn-ihn-i‾βk,i]},]]>实PAM分量0≤n≤Nh-1，其中，βk,i为k的二进制表示形式的第i位，k=Σi-1L-12i-1βk,i,]]>uj,i(τ)=sin(2πhi‾q(jT+τ))sin(πhi‾),0≤j≤L-1sin(πhi‾-2πhi‾q(j-L)T+τ)sin(πhi‾),L≤j≤2L-10,otherwise,]]>v(k,j,t)＝j+m+Lβk,j，w(n,j,t)＝(n+m-(j+m)modL)modNh，
步骤三三、用PAM分解的线性叠加形式表示M进制多指数CPM信号s(t;α)=Πl=0P-1exp{j2πΣiγl,ihi‾(l)q(t-iT)},]]>其中，第l个二进制CPM的调制指数为二进制码元为αi；
步骤三四、对第l个二进制CPM分量应用二进制PAM分解得到expj2πh(l)[Σn=-∞∞γn,l·q(t-nT)]=Σn=-∞∞Σk=0Q-1bk,n(l)Ck(l)(t-nT),]]>其中，为第l个二进制CPM分量的PAM分量，为第l个二进制CPM分量的PAM系数，
步骤三五、求解和得到欲发送的M进制的调制信号s(t；α)。

4.  根据权利要求1所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，其特征在于，步骤七中将步骤六加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测的过程为：
步骤七一、Nt个匹配滤波器对接收到的信号进行滤波处理；
步骤七二、对每一路滤波后的信号进行基于Viterbi的解调检测；
步骤七三、对步骤六二解调检测后的信号进行判决，输出码元。

说明书

一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法
技术领域
本发明涉及无线通信领域。
背景技术
随着现代社会信息化进程步伐的推进，视频、图像等大数据量的业务要求逐渐取代了原始的语音通信工作，由此对传输系统的速率要求越来越高。对传统的无线通信系统而言，较高的传输速率占用的无线频谱的带宽就相当的宽，无线通信技术的发展和有限的频谱资源产生了巨大的矛盾。因此，在实际应用需求的推动下，新一代无线通信系统的研制与开发得到了蓬勃的发展，不但对通信系统的频谱利用率、传输数据的速率提出了很高的要求，同时还对通信系统在恶劣环境下，仍然能够可靠的实现数据的传输做了规定。高速发展的网络技术和飞速进步的无线通信技术，给无线通信系统的发展提出了更新更高的要求，实现不同通信体制和通信技术“无缝”的连接将是下一代无线通信系统的特点，提供更高质量和更具个性化的个人服务业务。
在不增加系统带宽的条件下，利用MIMO技术能够使得通信系统的信道容量得以提高，从而提高移动传输系统的频谱利用率。MIMO技术同时能够提高信道的可靠性，降低误码率。前者是利用MIMO信道提供的空间复用增益，后者是利用MIMO信道提供的空间分集增益。达到或接近信道理论容量的一种行之有效的方法是采用空时编码(Space Time coded，STC)技术。空时网格编码(Space Time Trellis coded，STTC)是一种具有较大编码增益，较高的频谱利用率和较大分集增益的空时编码方式，对信道衰落效应具有一定的克制能力，而且这种空时编码方式容易与外码相结合，联合其他的发射分集、调制方式等设计。
与传统的BPSK调制不同，CPM的相位是连续变化的，因而它的频谱比较窄，带宽利用率比较高。另外，CPM是一种恒包络调制，可直接应用于高性价比的非线性功放，从而节省硬件成本。同时，CPM符号间具有记忆性，因而具有一定的编码增益。在遥测遥控领域，近年来，由于CPM体制具有恒定包络和更高的频谱利用率等方面的优势，使美国军方放弃了沿用数十年的PCM/FM体制，取而代之的正是CPM体制。Nova公司还在美军方的ARTM组织和Edward空军基地的支持下研究频谱利用性能更好的Multi-h CPM体制。Multi-h CPM是对CPM的一种改进，其通过循环改变调制指数，可以增加信号间的欧氏距离，从而比传统CPM进一步降低了误码率，同时也使其频谱的带外滚降速度更快，频谱利用率更高。Multi-hCPM就是被美国ARTM Tier II系统所选用的CPM的备选方案之一，其调制指数在h＝4/16和 h＝5/16之间循环变化。原来的PCM/FM的频谱利用率仅是该体制的三分之一，ARTM的联合计划办公室已将其选为下一代遥测新体制的目标。
然而，CPM和Multi-h CPM优良的带宽利用率和误码性能是以接收机的高复杂度为代价的。由于CPM符号间存在记忆性，最优的解调器往往采用最大似然法(Maximum Likelihood Sequence Detection,MLSD)。由于MLSD方法的运算量过大，因而采用Viterbi方法(Viterbi Algorithm,VA)可以极大降低运算量。尽管如此，VA方法的复杂度仍然随着CPM信号的进制数M和相关长度L成指数级增长，这就限制了VA方法的进一步应用。因而，降低接收机的运算复杂度是实现CPM和Multi-h CPM的关键。VA方法的复杂性主要来源于前端数量巨大的匹配滤波器和后端Viterbi译码器巨大的状态数，因此降低VA方法的复杂度主要集中于如何减少匹配滤波器的数量和状态数。目前，CPM的低复杂度解调方法主要有：频率响应函数截断法、脉冲幅度调制(Pulse Amplitude Modulation,PAM)分解法、减少状态序列检测法(Reduced State Sequence Detection,RSSD)等。其中，只有PAM分解法能够减少接收机前端匹配滤波器的数量，因而其受到广泛的关注。
发明内容
本发明为了解决现有无线通信方法针对CPM解调的解调速度慢、实时性低、接收机的硬件开销大的问题，提出了一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法。
一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，它的信号发射方法：
步骤一、将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号；
步骤二、将步骤一得到的编码信号进行串并转换后得到Nt路符号数据流；
步骤三、将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制的调制信号s(t；α)；
步骤四、将步骤三得到的Nt路调制信号分别采用Nr根发射天线发射至Nt×Nr衰落信道；
它的信号接收方法：
步骤五、采用Nt根接收天线接收来自步骤四的Nt路调制信号；
步骤六、将Nt路调制信号分别加载热噪声；
步骤七、将步骤六中加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测；
步骤八、将步骤七中进行基于PAM分解的最优检测后的Nt路信号进行并串转换后输出。
步骤一中所述的基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的步骤为：
步骤一一、将基带信号比特数据流进行空时网格编码，获得Nt路空时编码信号；
步骤一二、将每一路空时编码信号输入至一个线性连续相位编码器，获得Nt路矢量信号；
步骤一三、将Nt路矢量信号输入至无记忆调制器后编码输出。
步骤三中将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制调制信号s(t；α)的过程为：
步骤三一、用PAM分解的线性叠加形式表示二进制单指数CPM信号，即：其中，T为二进制符号的周期，Q为进制数，n为符号间隔，t为时间；
步骤三二、求解PAM分量的系数bk,n=exp{jπ[Σm=-∞nαmhm‾-Σi=0L-1αn-ihn-i‾βk,i]},]]>实PAM分量0≤n≤Nh-1，其中，βk,i为k的二进制表示形式的第i位，k=Σi-1L-12i-1βk,i,]]>uj,i(τ)=sin(2πhi‾q(jT+τ))sin(πhi‾),0≤j≤L-1sin(πhi‾-2πhi‾q(j-L)T+τ)sin(πhi‾),L≤j≤2L-10,otherwise,]]>v(k,j,t)＝j+m+Lβk,j，w(n,j,t)＝(n+m-(j+m)modL)modNh，
步骤三三、用PAM分解的线性叠加形式表示M进制多指数CPM信号s(t;α)=Πl=0P-1exp{j2πΣiγl,ihi‾(l)q(t-iT)},]]>其中，第l个二进制CPM的调制指数为二进制码元为αi；
步骤三四、对第l个二进制CPM分量应用二进制PAM分解得到expj2πh(l)[Σn=-∞∞γn,l·q(t-nT)]=Σn=-∞∞Σk=0Q-1bk,n(l)Ck(l)(t-nT),]]>其中，为第l个二进制CPM分量的PAM分量，为第l个二进制CPM分量的PAM系数，
步骤三五、求解和得到欲发送的M进制的调制信号s(t；α)。
步骤七中将步骤六加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测的过程为：
步骤七一、Nt个匹配滤波器对接收到的信号进行滤波处理；
步骤七二、对每一路滤波后的信号进行基于Viterbi的解调检测；
步骤七三、对步骤六二解调检测后的信号进行判决，输出码元。
有益效果：本发明将MIMO技术和Multi-h CPM技术相结合，提出了一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，同时在该无线通信方法中提出了基于PAM分解的地复杂度解调方法，对Multi-h CPM信号进行PAM分解，可以减少接收机的状态数和匹配滤波器的数量，能够在保证接收机性能损失小的情况下，提高了CPM解调速度，并减少了接收机的硬件开销。
附图说明
图1为具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法的原理示意图；
图2为具体实施方式二所述的将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的原理示意图；
图3为网格编码MIMO Multi-h CPM调制系统结构示意图；
图4为具体实施方式四所述的基于PAM分解的最优检测方法的原理示意图。
具体实施方式
具体实施方式一、结合图1说明本具体实施方式，本具体实施方式所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法，它的信号发射方法：
步骤一、将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号；
步骤二、将步骤一得到的编码信号进行串并转换后得到Nt路符号数据流；
步骤三、将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制调制信号s(t；α)；
步骤四、将步骤三得到的Nt路调制信号分别采用Nr根发射天线发射至Nt×Nr衰落信道；
它的信号接收方法：
步骤五、采用Nt根接收天线接收来自步骤四的Nt路调制信号；
步骤六、将Nt路调制信号分别加载热噪声；
步骤七、将步骤六中加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测；
步骤八、将步骤七中进行基于PAM分解的最优检测后的Nt路信号进行并串转换后输出。
基带信号m比特数据流输入空时网格编码器，再经过串并转换以得到Nt路发送符号{Sj(t)}，Sj(t)∈{-(M-1),…-1,1,…,(M-1)}，t＝0,Ts,2Ts,…,j＝1,2,…Nt，其中，M＝2m。在t＝[0,NcTs]区间所有的STTC编码器的输出可以用矩阵S＝[Si,j]的形式表示，其中，Si,j＝Sj(t＝i-1)，i＝1,…,Nc,j＝1,…,Nt，这个矩阵叫做长度为Nc的空时编码的码字，每一路符号数据流输入到Multi-h CPM调制器中，调制器的输出即为要发送的信号sk(t,αk),k＝1,2...Nt，调制信号经过发射机同时从Nt根发射天线发射，经过Nt×Nr个衰落信道到达接收端，假设发射天线间隔足够，使每一对发射天线与接收天线之间的信道完全是不相关的，信道的传输特性在码元区间内保持不变，但是随机的。在接收天线上的噪声是均值为零功率密度为N0/2的高斯白噪声，所以，每根接收天线的接收信号rk(t)是具有高斯噪声的经过瑞利衰落的Nt个传输信号的线性和，表达式如下：
ri(t)=Σj=1NtCi,jsj(t,α)+Ni(t),i=1,2,...,Nr,---(1)]]>
sj(t,α)=2EsNtTscos(2πft+φj(t,α)),j=1,2,...,Nt,---(2)]]>
φj(t,α)=2πΣk=0nhkαkq[t-kTs],nTs≤t≤(n+1)Ts,---(3)]]>
其中，{hk}是一系列调制指数，Es为符号的能量，Ts为符号的持续时间，α为发送的码元序列，Ci,j为第j根发射天线到第i根接收天线间的信号系数，q(t)为脉冲成形函数的积分，Ni(t)为第i根接收天线上的热噪声，所有天线的传输的能量可以归一化为P＝Es/Ts，这样不同数目的发射和接收天线的系统就可以比较系统的误码率，同时，在所有传输天线运用的是同样的CPM系统，信道矩阵C＝[Ci,j],i＝1,…,Nr,j＝1,…,Nt可以通过在传送每个码字的时候预先传送训练的方式来估计，训练序列的持续时间和码字的持续时间不能长于信道系数保持不变的时间。
M进制CPM的复基带信号表示为：
s(t;α)=E/Texp{φ(t;α)},---(4)]]>
其中，E为每个符号的能量，T为符号的周期，α为发送的码元序列，CPM的相位φ(t；α)为：
φ(t;α)=2πhΣiαiq(t-iT),---(5)]]>
其中，h为调制指数，αi为M进制码元，其取值范围是{±1,±3,...,±(M/2+1)}，q(t)为相位响应函数，它是频率响应函数f(t)的积分，q(t)和f(t)满足：
q(t)=∫-∞tf(τ)dτ,---(6)]]>
f(t)=f(t)t≤LT0t>LT,---(7)]]>
q(t)=q(t)t≤LT1/2t>LT,---(8)]]>
其中，L为约束长度，它表明f(t)的非零区间长度和q(t)的非恒定区间的长度，因此，在第n个符号间隔nT≤t≤(n+1)T内，发送信号相位为：

其中，αn＝αn-(L-1)αn-(L-2)...αn为相关状态向量，为瞬时相位，其表示了相位在nT≤t≤(n+1)T内的变化部分，为累积相位，其表示相位的恒定部分，并且等于t＝(n-L)T前所有符号对总相位的贡献，能够得到累积相位的表达式为当h为有理数2q/p时，累积相位的状态数为p，CPM的状态向量为：

由上式可知，CPM的状态向量由累积相位和当前符号前面L-1个符号组成，则当h为理数2q/p时，状态数总数为pML-1，采用状态转换图来表示相位的变化，每个状态表征当前时刻的状态向量，并且采用状态转换图上的一个节点表示，当接收到新的符号，状态向量 就会发生变换，对应图上的分支，所有可能的状态以及对应的分支组成CPM信号的状态转换图。
接收的基带信号可以表示为：
r(t)=E/Texp{φ(t;α)}+n(t),---(11)]]>
其中，n(t)为功率谱密度为N0/2W/Hz的复高斯白噪声，根据最大似然法选择最优的序列输出：

接收信号r(t)和本地模板的相关值计算可以利用维特比译码方法逐个符号进行，在t＝(n+1)T时刻，累积的相关值可以分解为t＝nT时刻的累积相关值和在nT≤t≤(n+1)T时间间隔内的相关值之和，即：
Re[∫-∞(n+1)Tr(t)e-jφ(t;α)dt]=Re[∫-∞nTr(t)e-jφ(t;α)dt]+Re[∫nT(n+1)Tr(t)e-jφ(t;α)dt],---(13)]]>
另外，由公式(9)可知，在时间间隔nT≤t≤(n+1)T内的相关运算可以进一步表示为：

由公式(9)可知，瞬时相位θ(t；αn)在nT≤t≤(n+1)T的波形由αn-L+1,αn-L+2,...,αn-1,αn决定，因此相关运算的本地模板可以由nT时刻的状态向量和码元αn来表示，因此，其可以用状态转换图上的一个分支来表示，Viterbi方法就是利用状态转换图和相关运算这种对应关系进行解码的。
具体实施方式二、结合图2说明本具体实施方式，本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法的区别在于，步骤一中所述的基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的步骤为：
步骤一一、将基带信号比特数据流进行空时网格编码，获得Nt路空时编码信号；
步骤一二、将每一路空时编码信号输入至一个线性连续相位编码器，获得Nt路矢量信号；
步骤一三、将Nt路矢量信号输入至无记忆调制器后编码输出。
空时编码可以分成贝尔分层空时结构(Bell Layered Space2Time Architecture，BLAST)、空时网格编码(Space2Time Trellis Coding，STTC)和正交空时分组码(Orthogonal Space2Time Block Coding，OSTBC)三种形式，其中空时网格编码的核心结构是一个状态网格编码器，与卷积码的编码结构相类似，首先，待发送的比特流数据由特定的星座映射图完成初步的编码，然后状态网格编码器同时完成编码和调制的工作，最后，将处理完的数据流由多根天线并行的发射出去，空时网格编码是一种具有较大编码增益，较高的频谱利用率和较大分集增益的空时编码方式，对信道衰落效应具有一定的克制能力，而且这种空时编码方式容易与外码相结合，联合其他的发射分集、调制方式等。
由于CPM信号可以分解成时不变的连续相位编码器(Continuous Phase Encoder，CPE)和无记忆调制器(Memory less Modulator，MM)的级联，因此，基于网格编码的MIMO Multi-h CPM系统可以是空时编码的设计与CPE相结合，使其满足MIMO Multi-h CPM空时编码的设计准则，以得到MIMO Multi-h CPM空时网格编码最佳的系统方案。
CPM信号根据线性分解的思想可以被分为两部分，一部分为时不变的CPE，另外一部分为无记忆的MM，对CPE相位的表示进行修改，得到：

输入码元可以进一步被映射成Ui＝(αi+(M-1))/2，即Ui∈{0,1,…,(M-1)}，则公式(21)变形为：
ψ(t;U)=2πhΣi=0n-LUi+4πhΣi=n-L+1nUiq(t-iT)+πh(L-1)(M-1)+πh(M-1)(t-nT)/T-2πh(M-1)Σi=0L-1q(t-nT+iT)=2πhΣi=0n-LUi+4πhΣi=n-L+1nUiq(t-iT)+W(t)nT≤t≤(n+1)T,---(22)]]>
定义Xn＝(Vn,Un-L+1,…Un)，其中，则输入Xn完全决定了无记忆MM的输出结果，而产生这个输入矢量Xn就是CPE的作用，这种分解方法输出相位的时不变性是最大的优势。
如图3所示，空时网格编码的编码矩阵记为G(D)，Multi-h CPM调制器的CPE生成矩阵记为C(D)，因此得到的MIMO Multi-h CPM的编码矩阵为：
J(D)=G(D)·ZNt(D),---(23)]]>
上式中，Nt个CPE编码矩阵的集合表示为即：

因此，被送入到MM调制器的Nt个矢量通过当前输入的码元αn和联合生成矩阵J(D)计算得到的，然后信号经过处理在天线上发送出去。
保证联合编码矩阵J(D)能够满足上节所述的编码设计准则是设计基于STTC编码的MIMO Multi-h CPM空时编码的关键，这样设计的系统具有比较高的编码增益和完全的分集增益。
根据CPE编码器的结构，若h＝1/4是Multi-h CPM调制指数，MM的表达式可以通过将1RC的相位函数q(t)代入线性分解的公式得到：
ψi(t;U)=2πhΣm=0n-1Umi+4πhUniq(t-nT)+W(t)=π2Σm=0n-1Umi+πUni(t-nTT-14πsin2π(t-nT)T)+W(t)=π2Vni+πUni(t-nTT-14πsin2π(t-nT)T)+W(t),nT≤t≤(n+1)T,---(25)]]>
上式中，W(t)=M-18sin(2π(t-nT)T).]]>
如果信道的环境类型是准静态瑞利衰落信道，则信号在第j根接收天线上的表达式为：
rj(t)=Σi=1Nthj,isi(t;αi)+nj(t),---(26)]]>
采用最大似然的检测方法，则得到如下式所示的度量：
m(α,α^)=Σj=1Nr∫0NcT|rj(t)-Σi=1Nthj,isi(t;αi)|2dt=Σn=0Nc-1Σj=1Nr∫nT(n+1)T|rj(t)-Σi=1Nthj,isi(t;αi)|2dt,---(27).]]>
具体实施方式三、本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法的区别在于，步骤三中将每一路符号数据流分别进行Multi-h CPM调制，得到欲发送的Nt路M进制调制信号s(t；α)的过程为：
步骤三一、用PAM分解的线性叠加形式表示二进制单指数CPM信号，即：其中，T为二进制符号的周期，Q为进制数，n为符号间隔，t为时间；
步骤三二、求解PAM分量的系数bk,n=exp{jπ[Σm=-∞nαmhm‾-Σi=0L-1αn-ihn-i‾βk,i]},]]>实PAM分量0≤n≤Nh-1，其中，βk,i为k的二进制表示形式的第i位，k=Σi-1L-12i-1βk,i,]]>uj,i(τ)=sin(2πhi‾q(jT+τ))sin(πhi‾),0≤j≤L-1sin(πhi‾-2πhi‾q(j-L)T+τ)sin(πhi‾),L≤j≤2L-10,otherwise,]]>v(k,j,t)＝j+m+Lβk,j，w(n,j,t)＝(n+m-(j+m)modL)modNh，
步骤三三、用PAM分解的线性叠加形式表示M进制多指数CPM信号s(t;α)=Πl=0P-1exp{j2πΣiγl,ihi‾(l)q(t-iT)},]]>其中，第l个二进制CPM的调制指数为二进制码元为αi；
步骤三四、对第l个二进制CPM分量应用二进制PAM分解得到expj2πh(l)[Σn=-∞∞γn,l·q(t-nT)]=Σn=-∞∞Σk=0Q-1bk,n(l)Ck(l)(t-nT),]]>其中，为第l个二进制CPM分量 的PAM分量，为第l个二进制CPM分量的PAM系数，
步骤三五、求解和得到欲发送的M进制的调制信号s(t；α)。
Multi-h CPM的方案要比单指数CPM系统获得更好的误码率性能，但是这样就会带来接收机复杂度的增加。对Multi-h CPM信号进行PAM分解，可以大大减少接收机的状态数和匹配滤波器的数量，从而达到了降低接收机的复杂度的目的。
用PAM分解的线性叠加的形式来表示二进制任意条件下的单指数CPM信号：
s(t,α)=Σk=0Q-1Σnbk,nck(t-nT),---(28)]]>
类似于单指数的情况，PAM分解的线性组合的形式也可以表示任意M进制的Multi-h CPM信号：
s(t,α)=Σk=0N-1Σnbk,ngk,n(t-nT),---(29)]]>
上式中，{gk,n(t)}是一组Nh×N个PAM脉冲，M进制码元αi可以分解为N位二进制数的形式，这是与单指数CPM信号的PAM分解的最大的区别，调制指数的数目是Nh，相比较单指数CPM系统而言，PAM分解的复杂性的增加是由Nh×N个PAM脉冲带来的。
首先对Multi-h CPM信号在二进制条件下进行推导，接着将得出的结论引入到M进制的情况进行拓展，按照伪符号bk,n可以用Q＝2L-1个脉冲ck(t)的叠加的形式来表示公式(28)分解的结果，这是因为在一般的Multi-h CPM信号中，实际的码元符号αn的非线性映射可以进行类似的转换的缘由：
bk,n=exp{jπ[Σm=-∞nαmhm‾-Σi=0L-1αn-ihn-i‾βk,i]},---(30)]]>
其中，βk,i是基2表示的k的第i位，βk,0一般是0。式(30)表明通过一系列滤波器来处理符号hnαn，非线性指数exp{jπ()}被从总的输出中去掉形成第k个滤波器的输出。这组滤波器的系数为基2的k值，下表所示为L＝3时相应的k、βk,i和脉冲长度Dk的取值：

kβk,2βk,1βk,0Dk00004101022100131101

，将信息码元αn转变成伪符号码并将其作为滤波器的输入，脉冲ck(t)是滤波器的响应函数。当αn∈{±1}时，得：
exp{j2πanhnq(t-nT)}=sin(πhn-2πhnq(t-nT))sin(πhn)+exp{jπanhn}sin(2πhnq(t-nT))sin(πhn),---(31)]]>
将公式(31)代入公式(28)中得：
s(t,α)=exp{jπΣm=-∞η-Lαmhm‾}Πi=0L-1[ui+L,η-i‾(τ)+exp{jπαη-ihη-i‾}ui,η-i‾(τ)],---(32)]]>
其中τ＝t，为模T的，ηT≤t≤(η+1)T，式(32)在hn为整数时是无效的。uj,i取非零值的区间为0≤τ≤T，则有如下定义：
uj,i(τ)=sin(2πhi‾q(jT+τ))sin(πhi‾),0≤j≤L-1sin(πhi‾-2πhi‾q(j-L)T+τ)sin(πhi‾),L≤j≤2L-10,otherwise,---(33)]]>
记uj,i(τ)为uj,i，当L＝3时，可将式(33)的乘积扩展成8部分之和的形式，按照脉冲长度的不同可将其进行分组：
s(t,α)＝b0,ηu0,ηu1,η-1u2,η-2+b0,η-1u1,η-1u2,η-2u3,η
+b0,η-2u2,η-2u3,ηu4,η-1+b0,η-3u3,ηu4,η-1u5,η-2
+b1,ηu0,ηu4,η-1u2,η-2+b1,η-1u1,η-1u5,η-2u3,η，(34)
+b2,ηu0,ηu1,η-1u5,η-2+b3,ηu0,ηu4,η-1u5,η-2
其中，bn,η见公式(30)，这里关注的是前四项，包含n＝η-3,η-2,η-1,η四个b0,n伪码，在单指数的场合时，脉冲c0(t)可由这4组伪码形成，但是Multi-h CPM信号会带来另外两个不同的问题，第一是由于经过模Nh的的处理，这是这些项所处的符号时间发生了转变，变成一 系列Nh个脉冲而不是从前仅有一个脉冲。第二则是一些伪符号，比如说b0,η，可以调制保持4个符号周期的脉冲，如此不同的脉冲交错起来组成了式(34)中含η的项。对这个L＝3的例子，这些脉冲表示如下：
c0,n(t)=u0,n(τ)u1,n-1(τ)u2,n-2(τ),0≤t≤Tu1,n+1-1(τ)u2,n+1-2(τ)u3,n+1(τ),T≤t≤2Tu2,n+2-2(τ)u3,n+2(τ)u4,n+2-1(τ),2T≤t≤3Tu3,n+3(τ)u4,n+3-1(τ)u5,n+3-2(τ),3T≤t≤4T0,else|,---(35)]]>
其中τ＝t，周期为T，公式(35)的下标以未化简的基本形式所显示的，这样可以通过展开∑b0,nc0,n(t-nT)来获得公式(33)的前四项。归纳公式(35)所有L和k值，得到的脉冲表达形式如下：
ck,n‾(t)=Πj=0L-1uv(k,j,t),w(n,j,t)(τ),0≤n≤Nh-1,---(36)]]>
v(k,j,t)＝j+m+Lβk,j，(37)
w(n,j,t)＝(n+m-(j+m)modL)modNh，(38)

化简公式(36)的表达式，脉冲的持续时间Dk＝min{L(2-βk,i)-i}，因此如下表示形式为二进制的Multi-h CPM信号的PAM分解：
s(t,α)=Σk=0Q-1Σnbk,nck,n‾(t-nT),---(40)]]>
将或αi＝[γi,P-1,γi,P-2,...,γi,0]2按照前文所述分解成二进制CPM信号之和，就可以得到Multi-h CPM信号的分解形式，其表示形式如下：
s(t;α)=Πl=0P-1exp{j2πΣiγl,ihi‾(l)q(t-iT)},---(41)]]>
将公式(40)代入公式(41)就可得到最终的Mutil-h CPM信号的PAM分解表达式：
s(t;α)=Πl=0P-1Σk=0Q-1Σnbk,n(l),ck,n(l)(t-nT),---(42)]]>
通过公式(42)可知，如下所示的为PAM分解所得的二进制系统的表示式：
c0,n(l)(t)=u0,n(l)(t)u1,n-1(l)(t)u2,n(l)(t)+u1,n(l)(t-T)u2,n-1(l)(t-T)u3,n+1(l)(t-T)+u2,n(l)(t-2T)u3,n(l)(t-2T)u4,n(l)(t-2T)+u3,n+1(l)(t-3T)u4,n(l)(t-3T)u5,n+1(l)(t-3T),---(43)]]>
c1,n(l)(t)=u0,n(l)(t)u4,n-1(l)(t)u2,n(l)(t)+u1,n(l)(t-T)u5,n-1(l)(t-T)u3,n+1(l)(t-T),---(44)]]>
c2,n(l)(t)=u0,n(l)(t)u1,n-1(l)(t)u5,n(l)(t),---(45)]]>
c3,n(l)(t)=u0,n(l)(t)u4,n-1(l)(t)u5,n(l)(t),---(46).]]>
具体实施方式四、结合图4说明本具体实施方式，本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法的区别在于，步骤七中将步骤六加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测的过程为：
步骤七一、Nt个匹配滤波器对接收到的信号进行滤波处理；
步骤七二、对每一路滤波后的信号进行基于Viterbi的解调检测；
步骤七三、对步骤六二解调检测后的信号进行判决，输出码元。
采用基于Viterbi的最大似然检测方法来对CPM信号进行处理检测接收的信号，虽然从误码率性能角度来说MLSD方法是最优的，但是它随着状态数的增长呈线指数形式的增长的译码复杂度和计算量，给其在实践中的应用变得渺茫，基于最大似然MLSD检测方法同基于PAM分解的译码检测方法的基本思想相类似，通过一系列的PAM信号波形的线性叠加来表示接收到的CPM信号，然后对其分别进行匹配滤波和Viterbi译码，假设系统所处的信道环境都是高斯白噪声干扰AWGN信道，同时假定已经建立了收发机之间的码元、相位和载波的同步，而且暂时不考虑频率偏移的问题，这样就能够得到信号检测时接收到的CPM信号：
r(t)＝s(t；α)+n(t)，(47)
信号的相干检测方法是寻找一个能让条件概率p(α|r(t))最大的序列，这等同于使公式(48)取最大值：
C(r,s)=∫-∞∞r(t)s(t;α)dt,---(48)]]>
选用若干个匹配滤波器对接收到的信号与可能的发射信号进行相关运算，然后搜索其最 大值路径进行保存时最大似然检测方法的基本过程，但是在使基于PAM分解的方法时，则是用PAM信号的线性组合的方式来代替可能的发射信号执行计算的，在全部可能的发射信号具有相同的概率分布和携带均等能量的条件下，公式(48)复基带表示形式为：
C(r,s)＝∫Re(r(t)s*(t))dt，(49)
修正的公式可通过将公式(29)代入公式(49)中，得：
C(r,s)=Σn=0Ns-1Re{Σk=0N-1rk,nak,n*},---(50)]]>
rk,n[r(t)*g(-t)]t=nT=∫r(t)gk*(t-nT)dt,---(51)]]>
因为可以用N＝QP(2P-1)个PAM脉冲来表示CPM信号，通过公式(50)的参考可知，为了获得待检测的信号序列，对输入信号进行统计判决的条件是需要获得N＝QP(2P-1)个rk,n和ak,n的值，由公式(51)可知，在第n个符号区间收到的信号r(t)通过N个匹配滤波器计算得到的rk,n，此处N-1个gk是匹配滤波器的系数，对于公式(51)中的实数取值的gk的共轭就是其原值，通过公式(49)的计算可以得到ak,n，这种用N＝QP(2P-1)个匹配滤波器来进行检测的方法即为基于PAM分解的最优检测方法。
首先，N个匹配滤波器对接收到的信号进行处理，然后执行基于Viterbi的解调检测方法，最后通过判决输出期待的码元，同最大似然检测方法相比较，执行相关运算的匹配滤波器的数目和结构是基于PAM分解的最优检测方法与其最大的不同，在执行匹配滤波处理时最优检测方法应用了所有的PAM分解信号，全部的饿PAM分解方法可以无损的分解CPM信号，同时对分解前的信号的特性进行保留，因此这种方法的误码率性能与MLSD方法相比较损失更小，比较最大似然检测方法同基于PAM分解的最优检测方法可知，大幅度的降低接收机的计算量和结构复杂度是基于PAM分解的最优检测方法的最大优势。

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1、10申请公布号CN104104418A43申请公布日20141015CN104104418A21申请号201410386951722申请日20140807H04B7/04200601H04B7/06200601H04B7/0820060171申请人哈尔滨工业大学地址150001黑龙江省哈尔滨市南岗区西大直街92号72发明人吴芝路杨丽任广辉江立辉何胜阳支毳鹏74专利代理机构哈尔滨市松花江专利商标事务所23109代理人张宏威54发明名称一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法57摘要一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，涉及无线通信领域。解决。

2、了现有无线通信方法针对CPM解调的解调速度慢、实时性低、接收机的硬件开销大的问题。所述无线通信方法首先将基带信号比特数据流进行编码得到编码信号；将得到的编码信号进行串并转换后得到NT路符号数据流；将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制的调制信号ST；将得到的NT路调制信号采用NR根发射天线发射至NTNR衰落信道；NT根接收天线接收NT路调制信号；将NT路调制信号加载热噪声；将加载热噪声后的信号进行基于PAM分解的最优检测；将基于PAM分解的最优检测后的NT路信号进行并串转换后输出。本发明适用于无线通信。51INTCL权利要求书2页说明书13页附图2页19中华。

3、人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书2页说明书13页附图2页10申请公布号CN104104418ACN104104418A1/2页21一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，其特征在于，它的信号发射方法步骤一、将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号；步骤二、将步骤一得到的编码信号进行串并转换后得到NT路符号数据流；步骤三、将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制调制信号ST；步骤四、将步骤三得到的NT路调制信号分别采用NR根发射天线发射至NTNR衰落信道；它的信号接收方法步骤五、采用NT根接收天线接收来自步骤四的N。

4、T路调制信号；步骤六、将NT路调制信号分别加载热噪声；步骤七、将步骤六中加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测；步骤八、将步骤七中进行基于PAM分解的最优检测后的NT路信号进行并串转换后输出。2根据权利要求1所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，其特征在于，步骤一中所述的将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的步骤为步骤一一、将基带信号比特数据流进行空时网格编码，获得NT路空时编码信号；步骤一二、将每一路空时编码信号输入至一个线性连续相位编码器，获得NT路矢量信号；步骤一三、将NT路矢量信号输入至无记忆调制器后编码输出。3根据权利要求1所述。

5、的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，其特征在于，步骤三中将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制调制信号ST；的过程为步骤三一、用PAM分解的线性叠加形式表示二进制单指数CPM信号，即其中，T为二进制符号的周期，Q为进制数，N为符号间隔，T为时间；步骤三二、求解PAM分量的系数实PAM分量0NNH1，其中，K,I为K的二进制表示形式的第I位，VK,J,T权利要求书CN104104418A2/2页3JMLK,J，WN,J,TNMJMMODLMODNH，步骤三三、用PAM分解的线性叠加形式表示M进制多指数CPM信号其中，第L个二进。

6、制CPM的调制指数为二进制码元为I；步骤三四、对第L个二进制CPM分量应用二进制PAM分解得到其中，为第L个二进制CPM分量的PAM分量，为第L个二进制CPM分量的PAM系数，步骤三五、求解和得到欲发送的M进制的调制信号ST；。4根据权利要求1所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，其特征在于，步骤七中将步骤六加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测的过程为步骤七一、NT个匹配滤波器对接收到的信号进行滤波处理；步骤七二、对每一路滤波后的信号进行基于VITERBI的解调检测；步骤七三、对步骤六二解调检测后的信号进行判决，输出码元。权利要求书CN104。

7、104418A1/13页4一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法技术领域0001本发明涉及无线通信领域。背景技术0002随着现代社会信息化进程步伐的推进，视频、图像等大数据量的业务要求逐渐取代了原始的语音通信工作，由此对传输系统的速率要求越来越高。对传统的无线通信系统而言，较高的传输速率占用的无线频谱的带宽就相当的宽，无线通信技术的发展和有限的频谱资源产生了巨大的矛盾。因此，在实际应用需求的推动下，新一代无线通信系统的研制与开发得到了蓬勃的发展，不但对通信系统的频谱利用率、传输数据的速率提出了很高的要求，同时还对通信系统在恶劣环境下，仍然能够可靠的实现数据的传输做了。

8、规定。高速发展的网络技术和飞速进步的无线通信技术，给无线通信系统的发展提出了更新更高的要求，实现不同通信体制和通信技术“无缝”的连接将是下一代无线通信系统的特点，提供更高质量和更具个性化的个人服务业务。0003在不增加系统带宽的条件下，利用MIMO技术能够使得通信系统的信道容量得以提高，从而提高移动传输系统的频谱利用率。MIMO技术同时能够提高信道的可靠性，降低误码率。前者是利用MIMO信道提供的空间复用增益，后者是利用MIMO信道提供的空间分集增益。达到或接近信道理论容量的一种行之有效的方法是采用空时编码SPACETIMECODED，STC技术。空时网格编码SPACETIMETRELLISC。

9、ODED，STTC是一种具有较大编码增益，较高的频谱利用率和较大分集增益的空时编码方式，对信道衰落效应具有一定的克制能力，而且这种空时编码方式容易与外码相结合，联合其他的发射分集、调制方式等设计。0004与传统的BPSK调制不同，CPM的相位是连续变化的，因而它的频谱比较窄，带宽利用率比较高。另外，CPM是一种恒包络调制，可直接应用于高性价比的非线性功放，从而节省硬件成本。同时，CPM符号间具有记忆性，因而具有一定的编码增益。在遥测遥控领域，近年来，由于CPM体制具有恒定包络和更高的频谱利用率等方面的优势，使美国军方放弃了沿用数十年的PCM/FM体制，取而代之的正是CPM体制。NOVA公司还在。

10、美军方的ARTM组织和EDWARD空军基地的支持下研究频谱利用性能更好的MULTIHCPM体制。MULTIHCPM是对CPM的一种改进，其通过循环改变调制指数，可以增加信号间的欧氏距离，从而比传统CPM进一步降低了误码率，同时也使其频谱的带外滚降速度更快，频谱利用率更高。MULTIHCPM就是被美国ARTMTIERII系统所选用的CPM的备选方案之一，其调制指数在H4/16和H5/16之间循环变化。原来的PCM/FM的频谱利用率仅是该体制的三分之一，ARTM的联合计划办公室已将其选为下一代遥测新体制的目标。0005然而，CPM和MULTIHCPM优良的带宽利用率和误码性能是以接收机的高复杂度为。

11、代价的。由于CPM符号间存在记忆性，最优的解调器往往采用最大似然法MAXIMUMLIKELIHOODSEQUENCEDETECTION,MLSD。由于MLSD方法的运算量过大，因而采用VITERBI说明书CN104104418A2/13页5方法VITERBIALGORITHM,VA可以极大降低运算量。尽管如此，VA方法的复杂度仍然随着CPM信号的进制数M和相关长度L成指数级增长，这就限制了VA方法的进一步应用。因而，降低接收机的运算复杂度是实现CPM和MULTIHCPM的关键。VA方法的复杂性主要来源于前端数量巨大的匹配滤波器和后端VITERBI译码器巨大的状态数，因此降低VA方法的复杂度主要。

12、集中于如何减少匹配滤波器的数量和状态数。目前，CPM的低复杂度解调方法主要有频率响应函数截断法、脉冲幅度调制PULSEAMPLITUDEMODULATION,PAM分解法、减少状态序列检测法REDUCEDSTATESEQUENCEDETECTION,RSSD等。其中，只有PAM分解法能够减少接收机前端匹配滤波器的数量，因而其受到广泛的关注。发明内容0006本发明为了解决现有无线通信方法针对CPM解调的解调速度慢、实时性低、接收机的硬件开销大的问题，提出了一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法。0007一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法。

13、，它的信号发射方法0008步骤一、将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号；0009步骤二、将步骤一得到的编码信号进行串并转换后得到NT路符号数据流；0010步骤三、将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制的调制信号ST；0011步骤四、将步骤三得到的NT路调制信号分别采用NR根发射天线发射至NTNR衰落信道；0012它的信号接收方法0013步骤五、采用NT根接收天线接收来自步骤四的NT路调制信号；0014步骤六、将NT路调制信号分别加载热噪声；0015步骤七、将步骤六中加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测；0016步骤八、将步骤七中进行基于。

14、PAM分解的最优检测后的NT路信号进行并串转换后输出。0017步骤一中所述的基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的步骤为0018步骤一一、将基带信号比特数据流进行空时网格编码，获得NT路空时编码信号；0019步骤一二、将每一路空时编码信号输入至一个线性连续相位编码器，获得NT路矢量信号；0020步骤一三、将NT路矢量信号输入至无记忆调制器后编码输出。0021步骤三中将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制调制信号ST；的过程为0022步骤三一、用PAM分解的线性叠加形式表示二进制单指数CPM信号，即其中，T为二进制符号的周期，Q为进制数，N为符号间隔，T为。

15、时间；说明书CN104104418A3/13页60023步骤三二、求解PAM分量的系数实PAM分量0NNH1，其中，K,I为K的二进制表示形式的第I位，VK,J,TJMLK,J，WN,J,TNMJMMODLMODNH，0024步骤三三、用PAM分解的线性叠加形式表示M进制多指数CPM信号其中，第L个二进制CPM的调制指数为二进制码元为I；0025步骤三四、对第L个二进制CPM分量应用二进制PAM分解得到其中，为第L个二进制CPM分量的PAM分量，为第L个二进制CPM分量的PAM系数，0026步骤三五、求解和得到欲发送的M进制的调制信号ST；。0027步骤七中将步骤六加载热噪声后的每一路信号进行。

16、基于PAM分解的最优检测的过程为0028步骤七一、NT个匹配滤波器对接收到的信号进行滤波处理；0029步骤七二、对每一路滤波后的信号进行基于VITERBI的解调检测；0030步骤七三、对步骤六二解调检测后的信号进行判决，输出码元。0031有益效果本发明将MIMO技术和MULTIHCPM技术相结合，提出了一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，同时在该无线通信方法中提出了基于PAM分解的地复杂度解调方法，对MULTIHCPM信号进行PAM分解，可以减少接收机的状态数和匹配滤波器的数量，能够在保证接收机性能损失小的情况下，提高了CPM解调速度，并减少了接收机的硬件开销。。

17、附图说明0032图1为具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法的原理示意图；0033图2为具体实施方式二所述的将基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的说明书CN104104418A4/13页7原理示意图；0034图3为网格编码MIMOMULTIHCPM调制系统结构示意图；0035图4为具体实施方式四所述的基于PAM分解的最优检测方法的原理示意图。具体实施方式0036具体实施方式一、结合图1说明本具体实施方式，本具体实施方式所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法，它的信号发射方法0037步骤一、将基带信号比特数据。

18、流进行编码，得到编码信号；0038步骤二、将步骤一得到的编码信号进行串并转换后得到NT路符号数据流；0039步骤三、将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制调制信号ST；0040步骤四、将步骤三得到的NT路调制信号分别采用NR根发射天线发射至NTNR衰落信道；0041它的信号接收方法0042步骤五、采用NT根接收天线接收来自步骤四的NT路调制信号；0043步骤六、将NT路调制信号分别加载热噪声；0044步骤七、将步骤六中加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测；0045步骤八、将步骤七中进行基于PAM分解的最优检测后的NT路信号进行并串转换后输出。。

19、0046基带信号M比特数据流输入空时网格编码器，再经过串并转换以得到NT路发送符号SJT，SJTM1,1,1,M1，T0,TS,2TS,J1,2,NT，其中，M2M。在T0,NCTS区间所有的STTC编码器的输出可以用矩阵SSI,J的形式表示，其中，SI,JSJTI1，I1,NC,J1,NT，这个矩阵叫做长度为NC的空时编码的码字，每一路符号数据流输入到MULTIHCPM调制器中，调制器的输出即为要发送的信号SKT,K,K1,2NT，调制信号经过发射机同时从NT根发射天线发射，经过NTNR个衰落信道到达接收端，假设发射天线间隔足够，使每一对发射天线与接收天线之间的信道完全是不相关的，信道的传输。

20、特性在码元区间内保持不变，但是随机的。在接收天线上的噪声是均值为零功率密度为N0/2的高斯白噪声，所以，每根接收天线的接收信号RKT是具有高斯噪声的经过瑞利衰落的NT个传输信号的线性和，表达式如下0047004800490050其中，HK是一系列调制指数，ES为符号的能量，TS为符号的持续时间，为发送的码元序列，CI,J为第J根发射天线到第I根接收天线间的信号系数，QT为脉冲成形函说明书CN104104418A5/13页8数的积分，NIT为第I根接收天线上的热噪声，所有天线的传输的能量可以归一化为PES/TS，这样不同数目的发射和接收天线的系统就可以比较系统的误码率，同时，在所有传输天线运用的。

21、是同样的CPM系统，信道矩阵CCI,J,I1,NR,J1,NT可以通过在传送每个码字的时候预先传送训练的方式来估计，训练序列的持续时间和码字的持续时间不能长于信道系数保持不变的时间。0051M进制CPM的复基带信号表示为00520053其中，E为每个符号的能量，T为符号的周期，为发送的码元序列，CPM的相位T；为00540055其中，H为调制指数，I为M进制码元，其取值范围是1,3,M/21，QT为相位响应函数，它是频率响应函数FT的积分，QT和FT满足0056005700580059其中，L为约束长度，它表明FT的非零区间长度和QT的非恒定区间的长度，因此，在第N个符号间隔NTTN1T内，发。

22、送信号相位为00600061其中，NNL1NL2N为相关状态向量，为瞬时相位，其表示了相位在NTTN1T内的变化部分，为累积相位，其表示相位的恒定部分，并且等于TNLT前所有符号对总相位的贡献，能够得到累积相位的表达式为当H为有理数2Q/P时，累积相位的状态数为P，CPM的状态向量为00620063由上式可知，CPM的状态向量由累积相位和当前符号前面L1个符号组成，则当H为理数2Q/P时，状态数总数为PML1，采用状态转换图来表示相位的变化，每个状态表说明书CN104104418A6/13页9征当前时刻的状态向量，并且采用状态转换图上的一个节点表示，当接收到新的符号，状态向量就会发生变换，对应。

23、图上的分支，所有可能的状态以及对应的分支组成CPM信号的状态转换图。0064接收的基带信号可以表示为00650066其中，NT为功率谱密度为N0/2W/HZ的复高斯白噪声，根据最大似然法选择最优的序列输出00670068接收信号RT和本地模板的相关值计算可以利用维特比译码方法逐个符号进行，在TN1T时刻，累积的相关值可以分解为TNT时刻的累积相关值和在NTTN1T时间间隔内的相关值之和，即00690070另外，由公式9可知，在时间间隔NTTN1T内的相关运算可以进一步表示为00710072由公式9可知，瞬时相位T；N在NTTN1T的波形由NL1,NL2,N1,N决定，因此相关运算的本地模板可以。

24、由NT时刻的状态向量和码元N来表示，因此，其可以用状态转换图上的一个分支来表示，VITERBI方法就是利用状态转换图和相关运算这种对应关系进行解码的。0073具体实施方式二、结合图2说明本具体实施方式，本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法的区别在于，步骤一中所述的基带信号比特数据流进行编码，得到编码信号的步骤为0074步骤一一、将基带信号比特数据流进行空时网格编码，获得NT路空时编码信号；0075步骤一二、将每一路空时编码信号输入至一个线性连续相位编码器，获得NT路矢量信号；0076步骤一三、将NT路矢量信号输入至无记忆调制器后。

25、编码输出。0077空时编码可以分成贝尔分层空时结构BELLLAYEREDSPACE2TIME说明书CN104104418A7/13页10ARCHITECTURE，BLAST、空时网格编码SPACE2TIMETRELLISCODING，STTC和正交空时分组码ORTHOGONALSPACE2TIMEBLOCKCODING，OSTBC三种形式，其中空时网格编码的核心结构是一个状态网格编码器，与卷积码的编码结构相类似，首先，待发送的比特流数据由特定的星座映射图完成初步的编码，然后状态网格编码器同时完成编码和调制的工作，最后，将处理完的数据流由多根天线并行的发射出去，空时网格编码是一种具有较大编码增益。

26、，较高的频谱利用率和较大分集增益的空时编码方式，对信道衰落效应具有一定的克制能力，而且这种空时编码方式容易与外码相结合，联合其他的发射分集、调制方式等。0078由于CPM信号可以分解成时不变的连续相位编码器CONTINUOUSPHASEENCODER，CPE和无记忆调制器MEMORYLESSMODULATOR，MM的级联，因此，基于网格编码的MIMOMULTIHCPM系统可以是空时编码的设计与CPE相结合，使其满足MIMOMULTIHCPM空时编码的设计准则，以得到MIMOMULTIHCPM空时网格编码最佳的系统方案。0079CPM信号根据线性分解的思想可以被分为两部分，一部分为时不变的CPE。

27、，另外一部分为无记忆的MM，对CPE相位的表示进行修改，得到00800081输入码元可以进一步被映射成UIIM1/2，即UI0,1,M1，则公式21变形为00820083定义XNVN,UNL1,UN，其中，则输入XN完全决定了无记忆MM的输出结果，而产生这个输入矢量XN就是CPE的作用，这种分解方法输出相位的时不变性是最大的优势。0084如图3所示，空时网格编码的编码矩阵记为GD，MULTIHCPM调制器的CPE生成矩阵记为CD，因此得到的MIMOMULTIHCPM的编码矩阵为00850086上式中，NT个CPE编码矩阵的集合表示为即0087说明书CN104104418A108/13页1100。

28、88因此，被送入到MM调制器的NT个矢量通过当前输入的码元N和联合生成矩阵JD计算得到的，然后信号经过处理在天线上发送出去。0089保证联合编码矩阵JD能够满足上节所述的编码设计准则是设计基于STTC编码的MIMOMULTIHCPM空时编码的关键，这样设计的系统具有比较高的编码增益和完全的分集增益。0090根据CPE编码器的结构，若H1/4是MULTIHCPM调制指数，MM的表达式可以通过将1RC的相位函数QT代入线性分解的公式得到00910092上式中，0093如果信道的环境类型是准静态瑞利衰落信道，则信号在第J根接收天线上的表达式为00940095采用最大似然的检测方法，则得到如下式所示的。

29、度量00960097具体实施方式三、本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法的区别在于，步骤三中将每一路符号数据流分别进行MULTIHCPM调制，得到欲发送的NT路M进制调制信号ST；的过程为0098步骤三一、用PAM分解的线性叠加形式表示二进制单指数CPM信号，即其中，T为二进制符号的周期，Q为进制数，N为符号间隔，T为时间；说明书CN104104418A119/13页120099步骤三二、求解PAM分量的系数实PAM分量0NNH1，其中，K,I为K的二进制表示形式的第I位，VK,J,TJMLK,J，WN,J,TNMJMMODLM。

30、ODNH，0100步骤三三、用PAM分解的线性叠加形式表示M进制多指数CPM信号其中，第L个二进制CPM的调制指数为二进制码元为I；0101步骤三四、对第L个二进制CPM分量应用二进制PAM分解得到其中，为第L个二进制CPM分量的PAM分量，为第L个二进制CPM分量的PAM系数，0102步骤三五、求解和得到欲发送的M进制的调制信号ST；。0103MULTIHCPM的方案要比单指数CPM系统获得更好的误码率性能，但是这样就会带来接收机复杂度的增加。对MULTIHCPM信号进行PAM分解，可以大大减少接收机的状态数和匹配滤波器的数量，从而达到了降低接收机的复杂度的目的。0104用PAM分解的线性叠。

31、加的形式来表示二进制任意条件下的单指数CPM信号01050106类似于单指数的情况，PAM分解的线性组合的形式也可以表示任意M进制的MULTIHCPM信号01070108上式中，GK,NT是一组NHN个PAM脉冲，M进制码元I可以分解为N位二进制数的形式，这是与单指数CPM信号的PAM分解的最大的区别，调制指数的数目是NH，相比较单指数CPM系统而言，PAM分解的复杂性的增加是由NHN个PAM脉冲带来的。0109首先对MULTIHCPM信号在二进制条件下进行推导，接着将得出的结论引入到M说明书CN104104418A1210/13页13进制的情况进行拓展，按照伪符号BK,N可以用Q2L1个脉冲。

32、CKT的叠加的形式来表示公式28分解的结果，这是因为在一般的MULTIHCPM信号中，实际的码元符号N的非线性映射可以进行类似的转换的缘由01100111其中，K,I是基2表示的K的第I位，K,0一般是0。式30表明通过一系列滤波器来处理符号HNN，非线性指数EXPJ被从总的输出中去掉形成第K个滤波器的输出。这组滤波器的系数为基2的K值，下表所示为L3时相应的K、K,I和脉冲长度DK的取值0112KK,2K,1K,0DK000041010221001311010113，将信息码元N转变成伪符号码并将其作为滤波器的输入，脉冲CKT是滤波器的响应函数。当N1时，得01140115将公式31代入公式。

33、28中得01160117其中T，为模T的，TT1T，式32在HN为整数时是无效的。UJ,I取非零值的区间为0T，则有如下定义01180119记UJ,I为UJ,I，当L3时，可将式33的乘积扩展成8部分之和的形式，按照脉冲长度的不同可将其进行分组0120ST,B0,U0,U1,1U2,2B0,1U1,1U2,2U3,说明书CN104104418A1311/13页140121B0,2U2,2U3,U4,1B0,3U3,U4,1U5,20122B1,U0,U4,1U2,2B1,1U1,1U5,2U3,，340123B2,U0,U1,1U5,2B3,U0,U4,1U5,20124其中，BN,见公式30。

34、，这里关注的是前四项，包含N3,2,1,四个B0,N伪码，在单指数的场合时，脉冲C0T可由这4组伪码形成，但是MULTIHCPM信号会带来另外两个不同的问题，第一是由于经过模NH的的处理，这是这些项所处的符号时间发生了转变，变成一系列NH个脉冲而不是从前仅有一个脉冲。第二则是一些伪符号，比如说B0,，可以调制保持4个符号周期的脉冲，如此不同的脉冲交错起来组成了式34中含的项。对这个L3的例子，这些脉冲表示如下01250126其中T，周期为T，公式35的下标以未化简的基本形式所显示的，这样可以通过展开B0,NC0,NTNT来获得公式33的前四项。归纳公式35所有L和K值，得到的脉冲表达形式如下0。

35、1270128VK,J,TJMLK,J，370129WN,J,TNMJMMODLMODNH，3801300131化简公式36的表达式，脉冲的持续时间DKMINL2K,II，因此如下表示形式为二进制的MULTIHCPM信号的PAM分解01320133将或II,P1,I,P2,I,02按照前文所述分解成二进制CPM信号之和，就可以得到MULTIHCPM信号的分解形式，其表示形式如下01340135将公式40代入公式41就可得到最终的MUTILHCPM信号的PAM分解表达式说明书CN104104418A1412/13页1501360137通过公式42可知，如下所示的为PAM分解所得的二进制系统的表示。

36、式01380139014001410142具体实施方式四、结合图4说明本具体实施方式，本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种高传输速率和带宽利用率的MIMOMULTIHCPM无线通信方法的区别在于，步骤七中将步骤六加载热噪声后的每一路信号进行基于PAM分解的最优检测的过程为0143步骤七一、NT个匹配滤波器对接收到的信号进行滤波处理；0144步骤七二、对每一路滤波后的信号进行基于VITERBI的解调检测；0145步骤七三、对步骤六二解调检测后的信号进行判决，输出码元。0146采用基于VITERBI的最大似然检测方法来对CPM信号进行处理检测接收的信号，虽然从误码率性能角度来说MLSD方法是最。

37、优的，但是它随着状态数的增长呈线指数形式的增长的译码复杂度和计算量，给其在实践中的应用变得渺茫，基于最大似然MLSD检测方法同基于PAM分解的译码检测方法的基本思想相类似，通过一系列的PAM信号波形的线性叠加来表示接收到的CPM信号，然后对其分别进行匹配滤波和VITERBI译码，假设系统所处的信道环境都是高斯白噪声干扰AWGN信道，同时假定已经建立了收发机之间的码元、相位和载波的同步，而且暂时不考虑频率偏移的问题，这样就能够得到信号检测时接收到的CPM信号0147RTST；NT，470148信号的相干检测方法是寻找一个能让条件概率P|RT最大的序列，这等同于使公式48取最大值01490150选。

38、用若干个匹配滤波器对接收到的信号与可能的发射信号进行相关运算，然后搜索其最大值路径进行保存时最大似然检测方法的基本过程，但是在使基于PAM分解的方法时，则是用PAM信号的线性组合的方式来代替可能的发射信号执行计算的，在全部可能的发射信号具有相同的概率分布和携带均等能量的条件下，公式48复基带表示形式为0151CR,SRERTSTDT，490152修正的公式可通过将公式29代入公式49中，得0153说明书CN104104418A1513/13页1601540155因为可以用NQP2P1个PAM脉冲来表示CPM信号，通过公式50的参考可知，为了获得待检测的信号序列，对输入信号进行统计判决的条件是需。

39、要获得NQP2P1个RK,N和AK,N的值，由公式51可知，在第N个符号区间收到的信号RT通过N个匹配滤波器计算得到的RK,N，此处N1个GK是匹配滤波器的系数，对于公式51中的实数取值的GK的共轭就是其原值，通过公式49的计算可以得到AK,N，这种用NQP2P1个匹配滤波器来进行检测的方法即为基于PAM分解的最优检测方法。0156首先，N个匹配滤波器对接收到的信号进行处理，然后执行基于VITERBI的解调检测方法，最后通过判决输出期待的码元，同最大似然检测方法相比较，执行相关运算的匹配滤波器的数目和结构是基于PAM分解的最优检测方法与其最大的不同，在执行匹配滤波处理时最优检测方法应用了所有的PAM分解信号，全部的饿PAM分解方法可以无损的分解CPM信号，同时对分解前的信号的特性进行保留，因此这种方法的误码率性能与MLSD方法相比较损失更小，比较最大似然检测方法同基于PAM分解的最优检测方法可知，大幅度的降低接收机的计算量和结构复杂度是基于PAM分解的最优检测方法的最大优势。说明书CN104104418A161/2页17图1图2图3说明书附图CN104104418A172/2页18图4说明书附图CN104104418A18。

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