低复杂度高性能的信道估计方法及装置 【技术领域】
本发明涉及移动通信领域, 尤其涉及一种低复杂度高性能的信道估计方法及装置。 背景技术
随 着 移 动 通 信 技 术 的 发 展 和 用 户 的 个 性 化 需 求 增 长, 高 数 据 率、 高频谱效 率 正 成 为 移 动 通 信 系 统 的 主 要 要 求 之 一, 与 之 对 应 的 高 级 技 术, 如正交频分复用技 术 (OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing), 多天线输入输出技术 (MIMO, Multiple-Input Multiple-Out-put), 也成为了目前宽带移动通信系统的主流 支撑技术, 在多个实际系统中得到发展应用, 如全球微波互联接入 (WiMax, Worldwide Interoperability for Microwave Access), 长期演进项目 (LTE, Long Term Evolution) 等。 一种经典的 OFDM-MIMO 发射机如图 1 所示, 这里以两个发射天线为例。在第 i 个 符号中, 两路信号的数据符号 X0[i, k], X1[i, k](k 表示子载波序号 ) 先经过预编码, 获得 数据 V0[i, k], V1[i, k]。预编码采用的公式如下 :
其中, W(i, k) 是一个 2×2 的预编码矩阵。在开环系统中, 一般预编码的作用是将 两路信号 X0 和 X1 映射在两个不同的物理天线上, 可以得到一定的空间分集增益 ; 在闭环系 统中, 通过选择, 预编码可以让发射天线的辐射模式更加接近 MIMO 信道的本征模式, 达到 提高链路增益的目的。 而且, 无论是开环还是闭环, 收发机都可以通过预先约定或者随路信 令方式获得每个子载波上的预编码矩阵 W(i, k)。
经过预编码后的数据 V0[i, k], V1[i, k] 与参考信号复接, 组成 OFDM 数据帧。对 第 0 路信号, 如图 2 所示, 用于信道估计的参考信号 R0 间错的分布在多个 OFDM 不同子载波 处。标记 “R0” 的地方表示这里传输参考信号 R0, 信号内容为收发双方已知 ; 标记网格处, 第 0 路天线不发射任何信号。其他地方则对应数据 V0[i, k] 的传输。参考信号 R1 在第 1 路信号上发射, 如图 3 所示, 也有类似的时频分布。在这里需要说明的是, 在第 0 路上传 R0 的时频位置, 在第 1 路不传任何信号, 避免了 MIMO 信号对信道估计的影响。同理, 对 R1 信 号也有类似设计。
对于第 n 路信号的第 i 个 OFDM 帧, 经过反向快速傅里叶变换 (IFFT 变换 ), 插入循 环前缀, 送往第 n 个天线发射。
在接收端, 多个天线接收信号, 这里仍然以 2 个天线为例, 经典的 OFDM-MIMO 接收 机如图 4 所示。
第 m 个天线接收到信号后在 OFDM 解调模块完成同步分帧、 去除循环前缀、 快速傅 里叶变换 (FFT 变换 ) 得到第 m 路多帧的频域信号。
帧解析模块按照相应的协议将接收到的数据信号部分和参考信号部分分离。 接收
到的信号模型为 :
其中, H(i, k) 为第 i 个 OFDM 符号内第 k 个子载波上 2×2 的信道传输矩阵。U(i, k) 为该处 2×1 的噪声矢量矩阵, 设每维的噪声功率为 N0。
利用接收到的参考信号可以估计信道 Hm, k], 结合图 2、 图 3 所示参考信号所示 n[i, 分布, 对第 n 个发射天线到第 m 个接收天线的信道估计, 一般方法如图 4 所示, 有如下步骤 :
0) 令所有 1) 对所有含参考信号 Rn 的子载波进行 LS 信道估计 : 第 j 个 OFDM 内的第 1 个子载波上发送的是第 n 个天线的参考信号 Rn ; 2) 基于上述 j 和 l, 对第 j+d 个 (d = 1, 2, 3)OFDM 内第 1+3 个子载波进行时域插值:
3) 基于上述 j, 对于第 j 个 OFDM 的每一个子载波进行频域滤波 :L 是滤波器长度, F(f) 是一个复数系数低通滤波器, 其通带、 止带设计以及系数可 以参考信道冲击响应长度等。 在高级的接收机中这个系数一般是每经过单位时间就会变化 一次的。
经过以上步骤, 最终得到第 n 个发射天线到第 m 个接收天线的信道估计 Hm, k]。 n[i,
以上信道估计存在的问题是计算量较大。在上述信道估计方法中, 假设频域插值 滤波器为 48 阶 (L = 48), 每个 OFDM 符号有 1200 个子载波, 对于 2×2 的 OFDM-MIMO 通信 系统, 每个 OFDM 符号内信道估计值的计算量为 76800 次复乘或者 307200 次实数乘法 ; 对于 4×2 的 OFDM-MIMO 通信系统, 每个 OFDM 符号内信道估计值的计算量, 需要 153600 次复乘或 者 614400 次实数乘法。
综上所述, 对于现代宽带高速数据系统, 要保证较高的吞吐率和较好的实时性, 以 上复杂的算法需要大量计算, 可能导致接收机信道估计模块功耗较大以及成本较高。
发明内容 本发明的主要目的是提供一种低复杂度高性能的信道估计方法及装置, 旨在降低 计算的复杂度而保证信道估计的高性能。
本发明提供了一种低复杂度高性能的信道估计方法, 包括以下步骤 :
将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波, 获得部分子载波处的信道估 计值 ;
将部分子载波处的信道估计值进行频域插值, 获得完全的信道估计值。
优选地, 上述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波, 获得部分子载
波处的信道估计值的步骤具体为 :
根据不同的预置参数, 将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低 通滤波器进行滤波, 获得部分子载波处的信道估计 ; 其采用的公式如下 :
其中, F(f) 是低通滤波器, L 为低通滤波器的长度, N 为预置参数。
优选地, 上述将部分子载波处的信道估计值进行频域插值, 获得完全的信道估计 值的步骤具体为 :
将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值, 获得完全的 信道估计值 ; 其中固定系数与预置参数对应设置。
优选地, 上述固定系数的滤波器包括 FARROW 结构滤波器。
优选地, 上述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波, 获得部分子载 波处的信道估计值的步骤之前还包括 :
将含参考信号的子载波接收信号进行 LS 信道估计, 获得 LS 信道估计值 ;
将 LS 信道估计值进行时域插值, 获得参考信号子载波处的信道估计值。
本发明还提供了一种低复杂度高性能的信道估计装置, 包括 :
部分子载波频域滤波模块, 用于将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤 波, 获得部分子载波处的信道估计值 ;
频域插值滤波模块, 用于将所述部分子载波处的信道估计值进行频域插值, 获得 完全的信道估计值。
优选地, 上述部分子载波频域滤波模块具体用于 :
根据不同的预置参数, 将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低 通滤波器进行滤波, 获得部分子载波处的信道估计 ; 其采用的公式如下 :
其中, F(f) 是低通滤波器, L 为低通滤波器的长度, N 为预置参数。
优选地, 上述频域插值滤波模块具体用于 :
将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值, 获得完全的 信道估计值 ; 其中固定系数与预置参数对应设置。
优选地, 上述固定系数的滤波器包括 FARROW 结构滤波器。
优选地, 上述信道估计装置还包括 :
LS 信道估计模块, 用于将含参考信号的子载波接收信号进行 LS 信道估计, 获得 LS 信道估计值 ;
时域插值模块, 用于将 LS 信道估计值进行时域插值, 获得参考信号子载波处的信 道估计值。
本发明将现有技术中采用 L 阶频域滤波器进行频域滤波分解为第一级频域滤波 及第二级频域滤波。由于第一级的复杂滤波处理只对部分子载波进行信道估计, 减少了第 一级复杂滤波器的总运算量, 取而代之的, 在第二级简单的滤波处理, 利用其简单的实现结
构以极小的实现开销和运算量完成了完全的子载波信道估计值的计算。 第二级频域滤波处理由于采用了 Farrow 结构以及经过仔细选取参数可以构成没有乘法器的低阶固定系数滤 波器, 因此其计算量非常小, 甚至可以忽略不计。而且, 以上运算的简化并没有引起性能的 明显下降。综上所述, 本发明不但可以降低计算的复杂度, 而且还保证了接收机的高效性 能。 附图说明
图 1 是本发明相关技术的 OFDM-MIMO 发射机的结构示意图 ; 图 2 是本发明相关技术的用于天线 0 信道估计的参考信号的时频分布局部示意 图 3 是本发明相关技术的用于天线 1 信道估计的参考信号的时频分布局部示意 图 4 是本发明相关技术的 OFDM-MIMO 接收机的结构示意图 ; 图 5 是本发明低复杂度高性能的信道估计方法的流程示意图 ; 图 6 是本发明相关技术的 FARROW 结构滤波器 a = 0.5 的结构示意图 ; 图 7 是本发明相关技术的 N = 2 时 FARROW 结构滤波器的结构示意图 ; 图 8 是本发明相关技术的 N = 4 时 FARROW 结构滤波器的结构示意图 ; 图 9 是本发明的 LTE Spec TS36.101Test CASE 1.9 的仿真性能比较示意图 ; 图 10 是本发明的 LTE Spec TS36.101Test CASE 7.1 的仿真性能比较示意图 ; 图 11 是本发明的 LTE Spec TS36.101Test CASE 6.1 的仿真性能比较示意图 ; 图 12 是本发明低复杂度高性能的信道估计装置一实施例的结构示意图。 本发明目的的实现、 功能特点及优点将结合实施例, 参照附图做进一步说明。图;
图;
具体实施方式
以下结合说明书附图及具体实施例进一步说明本发明的技术方案。
应当理解, 此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明, 并不用于限定本发明。
本发明低复杂度高性能的信道估计方法及装置适用于通信系统中接收机的信道 估计。由于 OFDM-MIMO 接收机需要多处功能相似结构相同的信道估计计算, 因此以下将以 OFDM-MIMO 收发机系统为例具体说明本发明。 需要说明的是, 本发明的一种低复杂度高性能 的信道估计方法能够用于所有 OFDM 接收机中, 例如单天线发射的 OFDM 系统, 具有发射分集 的 OFDM 系统, 具有空分复用的 OFDM-MIMO 系统等。
OFDM 发射机与现有技术中 OFDM 的发射机一致, 在此不再赘述。在接收端, 多个天 线接收信号, 如图 4 所示的 OFDM 接收机, 这里以 2 个天线为例。多天线接收的原理与 2 个 天线的接收原理一致, 可以效仿。其中, 本发明利用接收到的参考信号估计信道 Hm, k], n[i, 结合图 2、 图 3 所示参考信号所示分布, 对第 n 个发射天线到第 m 个接收天线的信道估计。
图 5 是本发明低复杂度高性能的信道估计方法一实施例的流程示意图。
本实施例低复杂度高性能的信道估计方法包括以下步骤 :
步骤 S10、 将含参考信号的子载波接收信号进行 LS 信道估计, 获得 LS 信道估计 值;
步骤 S10 之前先令然后再对所有包含参考信号 Rn 的子载波进行 LS信道估计 :获得 LS 信道估计值其中表示第 j 个 OFDM 内的第 1 个子载波上发送的是第 n 个天线的参考信号 Rn。
步骤 S11、 将 LS 信道估计值进行时域插值, 获得参考信号子载波处的信道估计值 ;
基于步骤 S10 中的 j 和 l, 对的 j+d(d = 1, 2, 3)OFDM 内第 1+3 个子载波进行时域 插值 : 步骤 S12、 将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波, 获得部分子载波处 的信道估计值 ;
步骤 S12 具体为 : 根据不同的预置参数, 将获得的参考信号子载波处的信道估计 值通过复系数的低通滤波器进行滤波, 获得部分子载波处的信道估计 ; 其采用的公式如 下:
其中, F(f) 是低通滤波器, L 为低通滤波器的长度, N 为预置参数。例如, N 可以为 2、 3、 4 等自然数。根据不同的预置参数, 通过复系数的低通滤波器 对参考信号子载波处的信道估计值进行滤波, 即本实施例的滤波处理时仅对以预置参数 N 为间隔的子载波处的信道估计值进行滤波计算, 从而可以大大降低计算的复杂度。
步骤 S13、 将部分子载波处的信道估计值进行频域插值, 获得完全的信道估计值。
步骤 S13 具体为 : 将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域 插值, 获得完全的信道估计值 ; 其中固定系数与预置参数对应。 该固定系数的滤波器优选为 FARROW 结构滤波器, 如图 6 所示。该 FARROW 结构滤波器中 a = 0.5, 而且针对不同的预置 参数有不同的 μk 值, 即
N = 2 时, μk = 1/2, 简化 FARROW 结构滤波器如图 7 所示 ;
N = 3 时, μk = 1/3, 2/3 ;
N = 4 时, μk = 1/4, 1/2, 3/4, 简化 FARROW 结构滤波器如图 8 所示 ;
以 N = 2 为例, 如图 7 所示, 可以看出插值滤波器仅仅由 3 个寄存器和若干简单加 法和移位运算组成, 因为其中的简单乘法 ( 乘固定系数 5) 可以用移位和加法运算代替, 从 而大大简化了运算复杂度。以 N = 2 为例, FARROW 结构滤波器插值运算表示为 :
可以通过插值运算补全所需要的信道估计值。
经过以上步骤, 最终得到第 n 个发射天线到第 m 个接收天线的信道估计 Hm, k]。 n[i,
与现有方法比较, 利用本发明方法设计的接收机在信道估计部分的计算量显著较 低。假设频域插值滤波器为 48 阶 (L = 48), 对于现有方法, 每个 OFDM 符号有 1200 个子载 波, 对于 2×2 的 OFDM-MIMO 通信系统, 每个 OFDM 符号内信道估计值的计算量, 需要 76800 次复乘或者 307200 次实数乘法。对于 4×2 的 OFDM-MIMO 通信系统, 求解每个接收天线上 每个 OFDM 符号内信道估计值的计算量, 需要 153600 次复乘或者 614400 次实数乘法。
采用本实施例低复杂度高性能的信道估计方法, 每个 OFDM 符号内信道估计值的 计算量,
当 N = 2 时,
对于 2×2 的系统, 需要 38400 次复乘或者 153600 次实数乘法 ;
对于 4×2 的系统, 需要 76800 次复乘或者 307200 次实数乘法 ;
因为步骤 S13 中采用的滤波器的运算量相比较而言, 可以忽略, 所以本实施例计 算的复杂度仅为传统方法的 50%。
当 N = 3 时,
对于 2×2 的系统, 需要 25600 次复乘或者 102400 次实数乘法 ;
对于 4×2 的系统, 需要 51200 次复乘或者 204800 次实数乘法 ;
同理, 因为步骤 S13 中采用的滤波器的运算量相比较而言, 可以忽略, 所以本实施 例计算的复杂度仅为传统方法的 33%。
当 N = 4 时,
对于 2×2 的系统, 需要 19200 次复乘或者 76800 次实数乘法 ;
对于 4×2 的系统, 需要 38400 次复乘或者 153600 次实数乘法 ;
同理, 因为步骤 S13 中采用的滤波器的运算量相比较而言, 可以忽略, 所以本实施 例计算的复杂度仅为传统方法的 25%。
上述实施例低复杂度高性能的信道估计方法不但可以降低计算的复杂度, 而且还 保证了接收机的高效性能。
下面通过仿真 LTE 典型的测试用例来说明本实施例低复杂度高性能的信道估计 方法对接收机的性能没有引起显著下降 :
LTE Spec TS36.101Test CASE 1.9 : 带宽 10MHz, 64QAM, MIMO 方式 1×2Transmit Diversity( 传输分集 ), 信道类型 ETU70, N = 2, 3, 4 时接收机吞吐率的性能曲线如图 9 所 示。
LTE Spec TS36.101Test CASE 7.1 : 带宽 10MHz, 16QAM, MIMO 方式 2×2Transmit Diversity( 传输分集 ), 信道类型 EVA5, N = 2, 3, 4 时接收机吞吐率的性能曲线如图 10 所 示。
LTE Spec TS36.101Test CASE 6.1 : 带宽 10MHz, 16QAM, MIMO 方式 2×2Spatial Multiplexing( 空间多址 )SD, 信道类型 EVA70, N = 2, 3, 4 时接收机吞吐率的性能曲线如图 11 所示。
由图 9、 图 10 及图 11 可知, 采用本发明低复杂度高性能的信道估计方法进行信道 估计的性能与现有技术中的信道估计方法进行信道估计的性能几乎没有变化, 没有引起显 著下降。综上所述, 本发明在降低计算复杂度的同时还保证了接收机的高性能。
图 12 是本发明低复杂度高性能的信道估计装置一实施例的结构示意图。
本实施例低复杂度高性能的信道估计装置, 包括 :
LS 信道估计模块 10, 用于将含参考信号的子载波接收信号进行 LS 信道估计, 获得 LS 信道估计值 ;
时域插值模块 11, 用于将 LS 信道估计值进行时域插值, 获得参考信号子载波处的 信道估计值。
部分子载波频域滤波模块 12, 用于将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行 滤波, 获得部分子载波处的信道估计值 ;频域插值滤波模块 13, 用于将部分子载波处的信道估计值进行频域插值, 获得完 全的信道估计值。
部分子载波频域滤波模块 12 具体用于 :
根据不同的预置参数, 将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低 通滤波器进行滤波, 获得部分子载波处的信道估计 ; 其采用的公式如下 :
其中, F(f) 是低通滤波器, L 为低通滤波器的长度, N 为预置参数。
例如, N 可以为 2、 3、 4 等自然数。根据不同的预置参数, 通过复系数的低通滤波器 对参考信号子载波处的信道估计值进行滤波, 即本实施例的滤波处理时仅对以预置参数 N 为间隔的子载波处的信道估计值进行滤波计算, 从而可以大大降低计算的复杂度。
频域插值滤波模块 13 具体用于 :
将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值, 获得完全的 信道估计值 ; 其中固定系数与预置参数对应设置。
该固定系数的滤波器优选为 FARROW 结构滤波器, 如图 6 所示。该 FARROW 结构滤 波器中 a = 0.5, 而且针对不同的预置参数有不同的 μk 值, 即
N = 2 时, μk = 1/2, 简化 FARROW 结构滤波器如图 7 所示 ;
N = 3 时, μk = 1/3, 2/3 ;
N = 4 时, μk = 1/4, 1/2, 3/4, 简化 FARROW 结构滤波器如图 8 所示 ;
以 N = 2 为例, 如图 7 所示, 可以看出插值滤波器仅仅由 3 个寄存器和若干简单加 法和移位运算组成, 因为其中的简单乘法 ( 乘固定系数 5) 可以用移位和加法运算代替, 从 而大大简化了运算复杂度。以 N = 2 为例, FARROW 结构滤波器插值运算表示为 :
可以通过插值运算补全所需要的信道估计值。
经过以上步骤, 最终得到第 n 个发射天线到第 m 个接收天线的信道估计 Hm, k]。 n[i,
本实施例低复杂度高性能的信道估计装置不但可以降低计算的复杂度, 而且还保 证了接收机的高效性能。
以上所述仅为本发明的优选实施例, 并非因此限制其专利范围, 凡是利用本发明 说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换, 直接或间接运用在其他相关的技术领 域, 均同理包括在本发明的专利保护范围内。