本发明总的来说涉及无线电接收机，更具体地说涉及数字化中频（IF）信号相位的装置和方法。 在无线电接收机中，相位检测器一般用于恢复接收信号的相位信息。在利用数字相位调制结构的系统中，符号限制器（slicer）确定由恢复的相位信息代表的符号。多种检测接收信号的相位的方法都是可用的。
检测接收信号相位的一种方法是用图1所示的装置进行直接相位数字化。用这种方法，直接相位数字化装置接受一个被限制地IF信号电压101。基准振荡器103产生一个基准振荡器信号107。该基准振荡器信号107驱动相位区计数器并对零交叉检测器105计时。相位区计数器产生一个估计的相位映象（map）109，当限制的IF输入信号101穿过预定电压电平时，零交叉检测器105进行指示。然后，在限制的IF输入信号101每次发生零交叉时，用N位锁存器113对估计的相位映象进行取样，以形成数字相位信号111。
用这种方法，数字相位信号111的分辨率根据下列导式fref＝2nfi，直接取决于基准振荡器的频率，其中N是相位字中想要的位数，fi是被限制的IF信号的输入频率，fref是基准振荡器的频率。具有中步1.25MHz的系统需要40MHz的基准振荡频率，以产生5位相位字和32个相位区的分辨率。直接相位数字化仪的优势在于，它可产生具有相同分辨率且使用较低频率的基准振荡器的相位字。较低频率的基准振荡器减少了相位解调器所需的体积、成本和功耗。而体积成本和功耗对评价无线电接收机的性能是很重要的。
图1是说明现有技术的直接相位数字化仪的框图。
图2是根据图1的现有技术的时序图。
图3是根据本发明的无线电话系统的框图。
图4是根据本发明的相位解调器的框图。
图5是根据本发明的直接相位数字化仪的框图。
图6是根据本发明的时序图的说明。
图7是根据本发明的4位相位区映象的说明。
图3-7所示的无线电通信系统实现一个最佳实施例。无线电通信系统的接收机直接对中频（IF）信号的相位进行数字化。在最佳实施例中，基准频率振荡器频率是发明背景中所述的现有技术的基准振荡器频率的一半。但是，在最佳实施例中，直接数字化装置的有效分辨率等于现有技术中的接直相位数字化装置的分辨率。
基准振荡器频率的减小是通过对在基准振荡器循环的第一个半周期发生的IF零交叉点和基准振荡器的第二个半周期发生的零交叉点之间的差分来实现的。最佳实施例的实现使用了2个零交叉检测器。第一个零交叉检测器由基准振荡器信号的正边沿驱动，而第二个零交叉检测器由基准振荡器信号的负边沿驱动。根据负边沿零交叉指示器和正边沿零交叉指示器的组合，N位相位信号被修改成移位1/2个相位区。这引起输入频率和基准频率之间关系的修改，如fref＝2N-1fi。在这种情况下，基准振荡器频率不是输入频率乘以2的多次幂（即.2x），它使用了1991年12月13日递交的并转让给同一受让人的US.专利申请No.806，511中的频率偏移电路。
图3示出了应用本发明的无线电话系统框图。在该无线电话系统中，固定台收发信机303向在其服务的固定地理区域内的移动台和便携式无线电话发送并从所述移动台和便携式无线电话中接收射频（RF）信号。无线电话301就是由固定台收发信机303服务的这样一个无线电话。
当从固定台收发信机303中接收信号时，无线电话301用一副天线305将RF信号耦合并转换成电RF信号。该电RF信号由无线电接收机311接收。无线电接收机311电话RF电路327和相位解调器319。RF电路327产生个中频（IF）信号315。该信号输入到相位解调器319。相位解调器319输出用于处理器321的符号信号323。处理器321把符号信号323形成用于用户接口325的声音或数据。用户接口325包括麦克风、扬声器以及键盘。
当RF信号从无线电话301向固定台收发信机303传送时，处理器321格式化来自用户接口325的声音和/或数据信号。格式化后的信号输入发射机309。发射机309把数据转换成电RF信号。该电RF信号被转换成RF信号并由天线305输出。该RF信号由固定台收发信机303接收。
图4未示出了图3中的相位解调器319的框图的说明。该相位解调器319包括限制器401、直接相位数字化仪403、相位处理电路405和符号限制器419。限制器401接收IF信号315，并把该IF信号315的电压限制为与逻辑电平0和逻辑电平1相应的两个电压电平。限制器401输出一个被限制的接收信409。如下面将要全面说明的，直接相位数字化仪403用被限制的接收信号409的零交叉点对模为2π的相位斜升函数进行取样。在最佳实施例中模2π相位斜升函数由相位区计数器产生。这些样值用于产生数字化的相位信号407（θ（t）+φ）。θ（t）是所要求的数字化相位信号，φ是恒定的相位偏移，它取决于固定台收发信机303与无线电话301之间的延迟。数字化的相位信号407输入相位处理单元405。相位处理单元405去掉恒定相位偏移（φ）。相位处理单元405可包含相干相位处理器或差分相干相位处理器。在最佳实施例中，使用差分相干相位处理器来消除恒定相位偏移（φ）。所得到的数字相位信号（θ（t）413输入符号限制器419。符号限制器419输出与检测的相位信号413相应的符号决定323。
图5是图4所示的直接相位数字化仪403的详细的框图的说明。这里，被限制的IF信号409输入到正边沿零交叉检测器503和负边沿零交叉检测器505。在最佳实施例中，两个零交叉检测器503、505都在被限制的IF输入信号409的正和负交叉点指示零交叉点。这种零交叉检测器就是图1中的零交叉检测器105。本发明不依赖于特别的零交叉检测器。其它的零交叉检测器如仅指示被限制的IF信号的正边沿零伏电平交叉点或仅指示被限制的IF信号的负边沿零伏电平交叉点的检测器也是可用的。此外，任何其它预定电压电平交叉检测器也查可用的。
基准振荡器501产生基准振荡器信号517。该基准振荡器信号517驱动N-1位相位区计数器507和用其正边沿驱动正边沿零交叉检测器503，并用其负边沿驱动负边沿零交叉检测器505。在最佳实施例中，N-1位相位区计数器507是4位数字计数装置。N-1位计数器可产生2N-1个相位区;因此，4位计数器产生16个相位区，如图7中所示。分辨率M定义为可用的相位区数。这里，分辨率为16。最低有效位（LSB）或位0可接到电路的地，达到一预定电压，或如最佳实施例所示，由频率偏移补偿（FOC）电路509产生。当基准振荡器501不产生基准频率（fref），即基准频率为2的幂乘以中间频率（fi）时，FOC电路509是很有用的。关于FOC电路509的详细说明可从1991年12月13日递交的题为“频率转移装置和方法”，且已转让给同一受让人的美国专利No.806，511中找到。N-1位相位区计数器507的N-1位输出和LSB被输入到N位锁存器511。N位锁存器511锁存负边沿零交叉指示器信号521。锁存器511的输出是数字相位信号531。
超前/滞后检测器513用于修正数字相位信号531，有效地增加数字相位信号531的分辨率。正边沿零交叉指示器信号519和负边沿零交叉指示器信号521输入到超前/滞后检测器513中。当负边沿零交叉指示器信号521在正边沿零交叉指示器信号519有效之前有效时，超前/滞后检测器513就产生一个修正启动信号523。修正启动信号523被输入减法器515。当修正启动信号有效时，减法器515减去一个最低有效位。这有效地将数字相位信号531移动了半个相位区，产生了如图6所示的具有有效分辨率M′等于32个相位正的直接相位数字化设备403。该有效的32相位区分辨率在分辨率上相当于现有技术的5位估计相位映象。当零交叉点发生在基准振荡周期的第一个半周期时，不需进行减法。当正边沿零交叉指示器519在负边沿过零指示器信号521之前有效时，这种情况被识别;而迫使修正启动信号523为低电平，且数字相位信号531不发生任何修改。其它等效的1/2相位区移相器（shifter）的实施例也是可行的，例如减去一个大于数字相位信号531的最低有效位的值的装置。
图6示出了图5所示的最佳实施例的时序图。波形601是基准振荡器信号517的示例性说明。波形603是FOC电路509提供的具有最低有效位的N-1位相位区计数器输出的信号525的示例性说明。波形605示出了在基准振荡器循环的第二半周期中，通过从信号525中减去一个LSB而得到的提交的分辨率。把图6与图2相比较，图2的基准振荡器信号201的周期是图6的基准振荡器信号601的周期的一半。而图2的相位区计数器输出203的结果与图6的有效相位区计数器输出605相同。因此，本实施例提供了一个具有相同的分辨率且需要减小的基准振荡器频率的直接相位数字化设备。减小振荡器所需的频率有效地减少了无线电接收机的成本、功耗和大小。