正交接收机中自动增益控制和 直流偏移消除的方法和装置 【发明领域】
本发明总的来说涉及一种采用正交解调的RF接收机。更确切地说，本发明涉及一种在数字接收机中提供增益控制、带外信号抑制和直流偏置消除的新方法和装置。相关技术领域的描述
模拟接收机(如窄带FM蜂窝区通信系统中使用的接收机)中，采用FM解调器来析取入射波形相位中的编码信息。已有的FM解调器通常在模拟鉴频器前有一模拟限幅器，用来将输入信号功率限制在一衡定电平上。这样，在FM输入信号的整个动态范围内，可以在鉴频器的输入处保持最大信噪比。然而，这样一种模拟信号处理技术通常包含大量的信号滤波，并且通常是通过采用大量的分立元件来实现的。而且，经验已经表明可以采用线性数字波形解调而不是模拟解调来使性能得到改善。不幸的是，现有技术通常对于数字接收机是不适用的，这是因为接收信号的箝位会导致所得接收数据讹误。
接收调制信息信号的数字接收机通常包括用控制信号调整增益的可变增益放大器。用控制信号调整接收信号的增益的处理称为自动增益控制(AGC)。通常在数字接收机中，AGC处理包含可变增益放大器输出信号功率的测量。该测量值与代表所要求的信号功率的值比较，并产生可变增益放大器地输出信号。随后用该误差值控制放大器增益，从而调整信号强度，使之与所要求的信号功率一致。为了用最佳信噪比实现数字解调，采用自动增益控制，保持基带波形的幅度，使之接近基带模数转换器的整个动态范围。然而，这通常要求在接收信号功率的整个动态范围内配置自动增益控制。
在蜂窝区环境中，数字接收机可以接收信号功率受到速度快且范围大的变化的信号。在诸如码分多址(CDMA)和时分多址(TD-MA)蜂窝区移动电话中采用的数字接收机中，必须控制解调信号的功率，以作恰当的信号处理。然而，在CDMA(或TDMA)和普通FM兼容的数字接收机中，即在双模式数字/FM接收机中，必须同时提供宽带CDMA(或TDMA)信号和窄带FM信号的功率控制。由于所接收FM信号功率和CDMA信号功率相关的动态范围不同，控制过程变得复杂。也就是说，接收FM信号的幅度可以在大于100dB的动态范围内变化，而CDMA系统通常产生比较有限的动态范围，即约80dB。
为每一种模式提供的分立AGC电路更增大了硬件的复杂性和接收机的成本。因此，这就要求人们提供一种既能以窄带、宽动态范围FM信号进行工作又能以比较有限的动态范围的CDMA信号进行工作的AGC电路。
人们还要求在廉价接收机中采用动态范围有限的模数(A/D)转换器提供数字AGC。再有，因为蜂窝区系统中FM信号的变化可以超过100dB，并且比较低廉的8位A/D转换器仅限于约48dB的动态范围，所以实现节省成本的AGC应该能够控制A/D转换器之前的接收机部分的增益，从而控制A/D转换器处的信号动态范围。另一种方法是采用昂贵的、具有更大动态范围的A/D转换器，这样就使接收机的成本提高，也可以增加无线电接收设备模拟部分的AGC范围，这样做既困难，成本又高。因此本发明的目的在于提供一种新的且改进的AGC电路，这种电路具有上述所要求的特征，并且如后文中所描述的那样，还具有相对于现有AGC技术来说的某些其他优点。
在标准的FM蜂窝区电话中，AGC功能是通过一种称为限幅器的电路来实现的。采用限幅器时，只有采用中频(IF)滤波器才能实现带外信号抑制。尽管可以通过使用陶瓷IF滤波器来实现必要的信号抑制能力，但这样做将使其体积相当大，且价格昂贵。而体积较小并且价格低廉的IF滤波器又无法获得所要求的信号抑制特性，所以通常在FM蜂窝区电话接收机中不采用。
正如人们所知，近年来集成电路技术的发展已经能够实现有源基带滤波器，这种滤波器与IF滤波器相比体积较小且价格低廉。随之，人们希望采用有源IC基带滤波器来实现有效的带外信号抑制，从而能够采用体积较小且价格低廉的IF滤波器来提供其他所需的信号抑制。采用有源滤波器，增益越高，抑制效果越好。但是，增益越高，系统越容易出现不需要的直流偏移。人们希望抑制这种直流偏移来获取最大动态范围，使偏移引起的基带解调信号中的失真最小，并使偏移引起的基带信号强度估计值的误差最小。
在标准数字通信方式，如标准CDMA通信系统(以及某些TD-MA系统)所用四相相移键控(QPSK)或二相相移键控(BPSK)方式中，从波形得到的信息是通过将信号的频率作下变频至中心位于直流附近的基带频率来恢复的。在这种情况下，可以容易地除去直流偏移，这是因为对于QPSK和BPSK来说，载波通常是由发射机来抑制的，所以在基带处可以采用直流陷波。
然而，对于如FM和连续相位FSK(用于如AMPS等FM蜂窝区电话系统)以及高斯滤波最小频移键控(GMSK)(用于某些TD-MA系统)的恒定幅度调制来说，必须保留载波，以便对接收信号进行解调。
有源IC滤波器的采用使得必须提供某种抑制不需要的直流偏移的机构。普通数字蜂窝区电话接收机的IF处理链通常包括一个具有所选的频率使载波频率下变频至直流的本地振荡器(L.O.)，以及一个用来去除不需要的直流偏移的简单的直流陷波滤波器。如果由这种IF处理链来处理FM或FSK或GMSK信号，那么直流偏移的抑制将不仅去除不需要的直流成分，而且将载波频率处的相位和幅度关键信息也去除。即，在FM蜂窝区电话系统中，有效的幅度和相位信息出现在载波频率处，如果这些信息被破坏，那么将使其性能受到不利的影响。
然而在解调频谱中的载波频率Fc和Fc＋F1之间以及Fc和Fc—F1之间(这里F1为解调频谱中期望的最小频率，通常对于FM蜂窝区系统来说F1＝300Hz)，存在两个频率窄带，其可以被抑制而不会对解调信号产生不利的影响。尽管互调产物在接近载波频率的频率下携带有最少话音信息，但这种产物并不多见，并且其持续时间相当短。因此，在基带下变换以后只有低频互调产物的抑制通常不会导致明显的话音信息损耗。与此相似，在FSK和GMSK系统中，信号功率在F1＝(码元速率)/100以下很小，因而可以抑制Fc和Fc＋F1之间的频带，而不会使数字数据劣化。
因此，本发明的另一个目的在于提供一种可以在不引起载波频率信息丢失的情况下运用高增益/高选择性有源基带滤波器的正交接收机。发明概述
本发明是一种新颖的自动增益控制方法和装置，用来在宽动态范围内控制接收RF信号的信号功率。在一种较佳实施例中，可以调整自动增益控制装置，以提供对接收RF信号各种衰落特性所需的控制响应。在实际运用中，如果感兴趣的信号为如BPSK或QPSK(用于CDMA数字蜂窝区系统)的抑制载波数字格式，或者为如GMSK、FSK或FM(用于AMPS蜂窝区电话相位系统)的恒定包络连续相位格式，则本发明能够提供必要的增益控制、带外信号抑制和下变频至基带，而不会产生直流偏移。
本发明揭示了一种用于双模式接收机的自动增益控制(AGC)装置。AGC装置包括具有接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端和提供输出信号的输出端的可调增益放大器。与上述输出端耦联的下变频器用来将输出信号的频率转换成基带频率，从而产生基带信号。在一种较佳实施例中，下变频器将输出信号的接收信号载波频率变换成对直流偏移预定容限的基带频率安排成接收所述基带信号的直流馈通抑制环路可抑制下变频器产生的直流馈通信号，从而提供补偿基带信号。
AGC装置还包括根据输出信号功率产生接收的功率信号的装置。饱和积分器将接收功率信号与参考信号比较，并根据参考值，接收功率信号和增益控制信号的值，进行积分或不积分，来产生增益控制信号。附图简述
在结合附图对本发明作了详细说明以后，本发明的特征、目的和优点将变得清楚起来，图中，相同的标号表示相同的元件。其中，
图1是本发明自动增益控制装置(AGC)典型用例的方框图；
图2描述的是作为增益控制电压的函数AGC放大器的增益；
图3描述的是本发明的自动增益控制装置的典型实施例，该装置中包括以模拟形式实施的控制环路；
图4A和4B分别描述的是与本发明的增益控制装置中包括的信号限幅器的实施例相关的电压和功率传递特性；
图5描述的是用来控制积分控制开关的判定逻辑的典型实施例；
图6A—6C是描述本发明AGC装置运行的时序图；
图7描述的是本发明包括控制环路数字化的AGC装置的最佳实施例；
图8描述的是图7所示积分器中包括的数字饱和累加器的典型实施例；
图9描述的是本发明包括直流馈通的AGC环路的另一种最佳实施例；
图10提供了一种模拟直流馈通抑制环路的方框图描述。最佳实施例的详细描述
在诸如码分多址(CDMA)便携式蜂窝区通信装置的数字接收机中，必须将被处理信号的功率设置成一恒定电平。在蜂窝区环境中，接收机可以接收信号功率受到速度快且范围大的变化的信号。为了恰当地处理接收信号中包含的数字数据，必须在接收机内控制信号电平。在双模式数字接收机(如能够处理CDMA(或TDMA)和标准FM信号的数字接收机)中，接收的信号动态范围将作为所选的工作模式的函数而变化。因此，本发明揭示的用于数字接收机的自动增益控制装置在每一种工作模式都能补偿相应环境下接收功率的变化。
图1描述的是本发明自动增益控制装置的典型应用的方框图。图1中自动增益控制装置安装在CDMA便携式蜂窝区电话10的收发机内。电话10可以是双模式的，即CDMA(或TDMA)和普通FM兼容的。本发明的自动增益控制装置能够提供宽带CDMA(或TD-MA)信号和窄带FM信号的功率控制。这种以宽带和窄带信号均能工作的电路兼容性使得接收机的成本、元件和耗能得以节约。
电话机10包括天线12，用来接收从某一基站发送的RF信号(包括CDMA或FM通信信号)。天线12将接收的信号耦连至天线共用器14，将接收的信号提供给电话机10的接收部分。天线共用器14还接收来自电话机10的发射机部分的CDMA或FM通信信号，用来与天线1 2耦连并传送至基站。接收信号从天线共用器14输出至下变频器16，在下变频器16处，RF信号被变换成较低的频率后，提供作为相应的中频(IF)信号。从下变频器16得到的IF信号被提供至自动增益控制的IF放大器18。IF信号在也提供给放大器18的AGC信号(VAGC)确定的增益级下被放大。放大器18能够在大动态范围(如超过80dB)内，根据VAGC提供对增益的线性控制。放大器18可以是转让给本发明的受让人的、标题为“线性增益控制放大器(Linear Gain Control Amplifier)”的美国专利5,099,204中所描述的那种放大器。
在上述美国专利5,099,204中，采用了一种补偿电路来获取线性控制所要求的动态范围。在一些特定结构中，这种控制可以在没有补偿电路的情况下，由放大电路来提供。这些结构中包括那些诸如若干放大级级联的布局。与此类似，高电压电源使得可以不必提供补偿电路。
增益控制IF信号是从放大器18输出至第二下变频器即下变频器20的，在此IF信号变换成更低的频率，并提供作为相应的同相位和正交相位基带信号IBB和QBB。在图1所示的实施例中，CDMA工作模式下的基带信号是为进一步作相位解调和相关性而输出的译码数据的I和Q样本。在双模式接收机中，下变频器20还对FM信号进行下变频，以提供将进一步被相位/频率解调成音频输出信号的基带FM同相位和正交相位信号。检测器25测量下变换器20输出的信号强度，并产生相应的接收信号强度指示(RSSI)信号。该RSSI信号和由控制器(未图示)提供的AGC参考信号(AGC-REF)一起被提供至饱和积分器网络22。AGC-REF信号与基带信号所要求的信号强度电平对应。控制器还将AGC低极限(AGC-LOW)参考电平和AGC高极限(AGC-HIGH)参考电平提供给饱和积分器22。AGC-HIGH信号和AGC-LOW信号与由饱和积分器22提供给放大器18的控制端的增益控制信号(VAGC)的幅度极限相对应。
图2描述的是作为增益控制电压的函数的放大器18的增益。参见图2，对于超过AGC—HIGH和低于AGC-LOW的控制电压，放大器18的增益看上去是非线性的，非常接近恒定值。一般说来，人们希望将VAGC限制在AGC-HIGH和AGC-LOW之间的线性范围内，从而使控制环路的相应时间常数保持在一个可接受的范围内。环路时间常数与该可接受范围之间的偏差会导致明显的环路控制差错。按照本发明，放大器18的工作由饱和积分器22限制在线性增益的区域内，从而防止由这种环路控制差错而引入的性能劣化。
如上所述，当AGC在AGC-HIGH和AGC-LOW之间时，饱和积分器22对RSSI和AGC-REF信号之间的差进行积分。当出现输入使得VAGC超过AGC-HIGH或低于AGC-LOW时，积分器停止积分，并且增益控制信号VAGC被保持在AGC-HIGH或AGC-LOW的常数值上，从而如上所述使控制响应得到提高。
再回到图1，饱和积分器22在从控制器接收AGC-REF信号的同时，还从解码器25接收RSSI信号。为了提供准确的功率控制，通常必须使RSSI信号和AGC-REF信号之间的差为最小。饱和积分器22是用来通过强迫该差值为零而在AGC环路中提供这一功能的。例如，如果信号增益太高，则与AGC—REF相比RSSI信号也将较高。在这些信号具有相等的幅度之前，积分器输出信号VAGC将使得放大器18的增益减小。
应当理解的是，可以在接收信号的不同处理点处测量RSSI信号。尽管图1描述的测量是在下变频以后由下变换器20进行的，测量也可以在IF放大器18以后信号处理链中的任何一点处进行。RSSI测量最好在完成信号滤波以后进行，这样可以使测量的寄生干扰功率最小。在将功率控制技术运用于宽带和窄带信号时，同一功率控制电路对于两种工作模式均适用。
对于图1所示的便携式电话的发射机部分30，发射功率也是受到控制的。VAGC信号再次用来在CDMA工作模式下，提供发射功率的瞬时控制。VAGC和其他各种控制信号一起，从控制器(未图式)提供至发射机部分30。
现在参见图3，图中示出了本发明自动增益控制装置的一个典型实施例，它包括做成部分模拟的饱和积分器22。图3中，饱和积分器包括具有电容反馈网络的运算放大(简记为op amp)积分器40。具体说来，积分器40在其非反相输入端，通过电阻42接收AGC—REF信号，非反相输入端处还连接了一个电容器43。当开关44响应于积分判定逻辑电路46提供的控制信息而闭合时，RSSI译码器48输出的RSSI信号通过电阻50而被积分器40接收。当开关44响应于积分判定逻辑电路46的控制信息而保持在开路位置时，电容器52用来使积分器40的输出(VAGC)保持在AGC-HIGH或AGC-LOW的常数值上。这在IF输入信号偏离预定的动态范围时防止了放大器18的饱和。
再参见图3，图中示出了一种采用RF开关49和55的开关结构的实施例。在CDMA工作模式期间，RF开关49和55将CDMA IF带通滤波器51耦连至IF放大器18，如图3中的开关所设置的那样。在FM工作模式时，RF开关49和55的位置变换成将FM IF带通滤波器53和限幅器54耦连至IF放大器18。用来抑制信道外干扰的FM IF带通滤波器53限制由限幅器54提供给放大器18的FM信号的带宽。例如，在以FM工作模式运行时，FM IF滤波器53设计成具有通带宽度近似为一蜂窝区频道(例如30kHz)，并且阻带的延伸明显超过(例如+/-60kHz)IF中间频率。在CDMA工作模式期间，CDMA IF滤波器51设计成抑制信道外干扰，并限制了提供给放大器18的CDMA信号的带宽。例如在CDMA工作模式期间，CDMA IF带通滤波器51可以提供与接收机基带部分的筹元速率相当的通带(例如1.26MHz)，并提供一个预定的抑制带宽(例如1.8MHz)。在另一种实施例中，限幅器54可以位于IF放大器18之前的公共路径上。
限幅器54使高功率RF信号衰减，这些信号主要是在以FM工作模式运行期间接收的。FM信号可以超过CDMA工作模式期间遇到的最大信号功率。在一种较佳的实施例中，限幅器54将放大器18的输入功率限制在动态范围内，如80dB，这为CDMA运行的特征。限幅器54使得可以根据期望的CDMA动态范围来设计图3所示自动增益控制(AGC)环路的控制范围，从而无需为FM和CDMA的运行提供独立校准的AGC控制环路。
图4A和4B分别描述的是与限幅器54的典型装置相关的电压和功率的传递特性。参见图4A和4B，限幅器54不使具有电压幅度低于某一预定最大电压Vm的信号衰减。饱和功率可以用数学表达式表述成PSAT＝Vm2/2RL，这里，RL表述放大器18的输入负载阻抗。在输入功率超过PSAT的情况下，限幅器54产生的输出信号功率通过将峰值信号电压箝位在电压Vm而保持在近似为PSAT的常数值。PsAT值是根据最大期望CDMA输入功率电平来选择的。因此，例如高功率正弦IF输入信号(Pin＞Psat)，限幅器54产生的输出波形就截削成一固定幅度，并具有相同的基频，相位信息不会丢失。限幅器引入的谐波失真由低通滤波器56去除。
包括在下变频器20中的低通滤波器56设计成具有大于以CD-MA模式或FM模式工作的放大器18所输出IF信号的频率的截止频率。如上所述，低通滤波器56设计成在作下变频至基带同相位(I)和正交相位(Q)分量之前，使放大器18输出的IF信号的谐波衰减。限幅器54箝位的高功率波形产生不需要的谐波。如果限幅器56除去了不需要的谐波，那么它们无需与所需的IF信号信息一起变换成基带。在一种典型的实施例中，选择滤波器的类型、阶次和通带边缘，从而使放大器18产生的已放大IF信号中所固有的IF谐波所产生的基带失真产物得以衰减。经滤波的IF信号被提供至混频器60的第一输入端，而混频器的其他输入端接收来自振荡器64的本地产生的参考信号。混频器60将经滤波的IF信号与参考信号混频，分别在输出线70和72上产生I和Q正交基带组分。混频器60设计成将偏离IF中心频率一预定容限的频率(如3至300Hz)变换成基带直流频率。这样的直流偏移容限使得图3所示的自动增益控制环路能够将未调制的FM信号(即一连续波(CW)信号)与输入直流偏移误差区分开来。特别是，混频器60最好用来在中段IF频率下，响应于输入CW信号产生一个近似为100Hz的输出频率。这样，在不使CW信号信息衰减的情况下，用一直流陷波滤波器66去除易于使RSSI功率测量讹误的输入直流偏置误差。
再参见图3，输出线70和72被分别连接至基带I和Q低通滤波器网络76和78。滤波器网络76和78最好一个个实施，从而在FM和CDMA工作期间分别提供具有13kHz和630kHz的截止频率的低通转移功能。在一种典型的实施例中，滤波器76和78中每一个包括一对滤波器，其中一个用在CDMA工作时，另一个用在FM工作时。网络76和78中包括的各滤波器按照所选择的工作模式，分别被切换至基带I和Q信号路径。在该较佳实施例中，系统控制器包括按照选择的工作模式切换滤波器网络中包括的滤波器的装置。
除了A/D转换器86和88的执行及反混淆功能以外，低通滤波器76和78还提供带外信号抑制。在该较佳实施例中，滤波器76和78具有高增益以及高阻带抑制。结果，IF带通滤波器51和53可以阻带抑制小，因而成本低。
在由基带滤波器网络76和78以及直流陷波滤波器66进行滤波以后，合成的基带I和Q信号被提供至RSSI检测器48。RSSI检测器48提供表示检测的信号功率(以dB表示)的输出RSSI信号。RSSI检测器48输出的RSSI信号和AGC—REF之间的差值在饱和积分器22中积分，从而产生控制信号VAGC。
再参见图3，基带滤波器网络76和78的I和Q输出还分别提供至I和Q模/数(A/D)转换器86和88。A/D转换器86和88对基带I和Q信号进行量化，用于以选择的工作模式(即CDMA或FM)进行数字解调。在这种较佳实施例中，A/D转换器86和88的动态范围选择成能够充分容纳IF放大器18的AGC装置的控制范围的信号。正如上面结合图2所指出的那样，饱和积分器22中的判定逻辑电路46将控制电压VAGC限制在AGC-LOW＜AGC-HIGH的范围内。这就防止了放大器18在非线性工作区域内出现饱和。
因此，A/D转换器86和88设计成无论积分器40是否饱和，都使输入信号量化，而没有过度失真。在本实施例中，A/D转换器86和88中的每一个提供了一个6至8位的动态范围。与任意RF输入电平下A/D转换器86和88的量化数字输出的信噪比相比，这一动态范围足以避免A/D转换器86和88的输入的信噪比的下降。例如，当VAGC达到AGC-LOW的时候，限幅器54就对IF信号的幅度进行限制。这样，A/D转换器输入处的信号电平只会超过由AGC—REF表示的电平某一预定量。所以，A/D转换器86和88在电平增高时会继续准确地将基带信号量化。
与此相似，A/D转换器86和88的动态范围足以防止低RF输入信号电平下信噪比的下降。例如，当VAGC达到AGC-HIGH并且开关44打开时，如果输入RF信号继续下降，则A/D转换器86和88输入处的基带信号电平降低到AGC-REF表示的电平以下。A/D转换器86和88信号输入电平的降低将导致装置充分利用率的降低，即A/D转换器的输出的某些位未被利用。对于较大的RF输入信号，在转换过程中利用A/D转换器86和88的整个动态范围。因此，在对所覆盖动态范围显著大于IF放大器18的控制范围显著大的动态范围内的信号进行解调时，本发明的AGC装置能够使用有限范围AGC控制环路。
图5描述的是用来控制开关44的位置的判定逻辑电路46的典型实施例。如图5所示，AGC-HIGH和VAGC信号被提供给逻辑比较器104。当VAGC超过AGC-HIGH时，比较器104的输出变成逻辑电平“1”。比较器104的输出与触发器110的输出进行逻辑“与”，触发器110的输出由于开关44的闭合位置而处于逻辑“1”。触发器110的输出通过延时元件114而延时，以防止开关44位置的过分的、虚假的触发。“与”门108和延时元件114用来在开关44闭合的某一固定时间内防止其打开。“与”门108的输出从低跃至高，从而将触发器110的输出复位至逻辑电平“0”，并在“与”门130的输出处产生逻辑电平“0”，并打开开关44。当开关44被打开时，RSSI信号和AGC-REF信号就不再由环路强制为相等。如果AGC-HIGH被超过，并且环路被打开，在RSSI信号就表示信号小于AGC-REF，并且逻辑比较器102的输出变成逻辑电平“0”。当RSSI信号超过AGC-REF的电平时，比较器102的输出变“1”，并且“与”门106的输出也变“1”，从而将触发器110的输出设定为逻辑“1”，并闭合开关44。延时元件112和“与”门106的功能与延时器114和“与”门108的功能相似，也是防止开关44在被打开至某一预定时间之前闭合。当RF输入信号的电平超过AGC范围的时候，执行逻辑运算的模拟序列。当VAGC落在AGC-LOW的电平以下时，比较器118的输出变成逻辑“1”。比较器118的输出与触发器124的输出进行逻辑“与”，触发器124的输出在开关44是闭合的时候处于逻辑“1”电平。“与”门122的输出随后从“0”变“1”，从而使触发器124的输出复位至逻辑电平“0”。这就使得逻辑电平“0”出现在“与”门130的输出处，使开关44开启。当开关44打开时，RSSI信号不再由环路强制为等于AGC-REF。在环路以这种方式被打开时，RSSI信号将比AGC-REF大，并且逻辑比较器116的输出将处于逻辑“0”电平状态。当RSSI信号变成小于AGC-REF时，比较器116和“与”门120的输出将变“1”。这一跃变将触发器124的输出设置成逻辑电平“1，”，并闭合开关44。延时元件126和128以及“与”门120和122的功能与延时元件114和“与”门108相似，用来防止开关44在开启和闭合位置之间的快速触发。
“与”门130的逻辑输出可以认为是积分启动信号，在与开关44相连的开关控制线上传送。在本较佳实施例中，开关44向应于控制线上逻辑“1”的传送而闭合，而当传送的是逻辑“0”时打开。所以，当RSSI和AGC—REF信号之间的差由op amp积分器40进行积分时，积分器判定逻辑电路46实施控制。这样，积分器判定逻辑电路46和积分器40就合作提供VAGC。图3所示AGC装置的运行可以参照图6A—6C所示的时序图作更详细的描述。具体说来，图6A和6B分别描述了典型RF信号的功率和闭合积分器22中开关44的相应状态(开启或闭合)随时间的变化。图6C描述的是响应于图6A所示RF输入信号而由op amp积分器40产生的控制电压VAGC的相应值。
正如图6A和6C所示的那样，在第一积分区间(t0＜t＜t1)内，RF输入信号的功率被限制在AGC环路的AGC控制范围内，因此，AGC-LOW＜VAGC＜AGC-HIGH(图6C)。在t＝t1时，积分器判定逻辑电路46判定VAGC已经达到AGC-LOW，从而打开开关44。在t1＜t＜t2区间内2，开关44保持开启状态，在区间积分器40不会对RSSI和AGC-REF之间的差取积分。在该区间内，A/D转换器86和88的输入由限幅器54来限制。在t＝t2时，RF输入信号功率再次变得小于环路控制范围的上限，这就导致积分器判定逻辑电路46使开关44闭合，以及VAGC超过AGC-LOW。开关44随后在第二个积分区间(t2＜t＜t3)内保持闭合状态，直至控制电压VAGC达到AGC-HIGH，此时开关44再次由积分器判定逻辑电路46打开。在该区间内，A/D转换器86和88的输入随RF输入信号电平的变化而变化。以类似的方式，开关44由积分器判定逻辑电路46在时刻t4、t6、和t8闭合，以启动第三、第四和第五个积分区间。
现在参见图7，图中示出了一个本发明AGC环路的较佳实施例，其中包括了饱和积分器的数字化。在图7所示的实施例中，采用了数字高通滤波器150(而不是模拟直流陷波滤波器66)来去除由A/D转换器86和88产生的基带I和Q样本中所固有的直流偏移。滤波器150的截止频率被选择成显著小于混频器60中所引入的频率偏移。在另一种装置中，可以通过下述方式来去除直流偏移：
(i)分别判定基带I和Q信号样本的平均值，
(ii)在作进一步处理之前从每一I和Q分量中减去合成的直流分量。
数字RSSI检测器254通常包括一查询表，表中含有作为基带I和Q样本幅度的函数编入索引的功率对数值。数字RSSI检测器154通过判定LOG(MAX{ABS(I)，ABS(Q)})的值和修正项的值近似给出功率对数值，即，LOG(I2＋Q2)。MAX{ABS(I)，ABS(Q)}的运算产生一个与给定I/Q样本对最大分量的幅度相当的输出值。在特定的实施例中，这一输出用作功率对数值查询表中的索引。该查询表产生的输出随后与LOG(I2＋Q2)和LOG(MAX{ABS(I)，ABS(Q)}之间的差近似相等的修正项相加。
RSSI检测器154产生的接收功率估值(即RSSI信号)与AGC-REF信号一起提供给数字减法器。随后，由数字换算乘法器162用要求的环路时间常数td对所得误差信号进行换算。按照RF输入信号的期望衰落特性选择环路时间常数td。考虑滤波器和其他元件在环路中引入延时，通常选择的环路时间常数(快速环路响应)比较短，就能使环路响应降低到不引起过度过冲或振鸣而且又能跟踪呈现急剧衰落特性的信号。
在一种较佳实施例中，对换算乘法器编程，从而响应于衰减的RSSI信号，使从减法器158得到的误差信号乘以第一环路时间常数，而当RSSI信号增加时乘以第二环路时间常数乘。这就进一步增加了根据运行环境的衰落特性来设计AGC环路响应的灵活性，并使环路过冲最小。
再来看图7，换算乘法器162产生的换算误差信号提供至饱和累加器。饱和累加器166将这些误差信号的值累加成集总误差信号，直至集总误差信号达到AGC-HIGH或AGC-LOW。集总误差信号的值随后保持在AGC-HIGH或AGC-LOW，直至再接收到一换算误差信号，从而与现有的集总误差信号组合在一起后，在AGC-HIGH和AGC-LOW限定的范围内又产生一个集总误差信号。
图8描述的是饱和累加器166的典型分时实施。如图8所示，换算误差信号提供至数字加法器170的第一输入端。在数字加法器170内，该误差信号与饱和累加器166在前一时间步骤中产生的集总误差信号相加，该集总误差信号存储在寄存器174内。系统控制器(未图示)提供的AGC-HIGH和AGC-LOW存储在第二寄存器178内。与第二寄存器178耦连的最小和最大信号箝位器182和184将提供给第一寄存器174的数字信号值限制在由AGC-HIGH和AGC-LOW限制的范围内。
图7和图8中描述的高通滤波器150、RSSI检测器154以及饱和积分器22的数字化相对于相应的模拟装置来说具有几个优点。例如，其中所采用的数字元件不易受温度漂移的影响，并且可以按照期望的信号衰落条件调整积分时间常数，从而加快了信号的获取。另外，数字形式下的滤波器和积分器与离散的电阻电容元件的相应结构相比具有比较小的体积。
同时还可以期望通过数字RSSI检测器和数字饱和积分器的利用而使精度得以提高。特别是，在需要将VAGC之值保持在AGC-HIGH或AGC-LOW的时间内，与模拟元件相关的电容放电之类的问题会导致在一段时间内VAGC的值从所要求的电平下降。图7和图8所示的饱和积分器的数字结构不会出现模拟结构中的信号下降特征。
再参见图7和图8，饱和累加器166的寄存器174中存储的控制信号被提供至数/模转换器(DAC)190。在一种较佳实施例中，DAC190的分辨率将足以提供小于1dB的输出模拟AGC步长。另外，0、1逻辑电平的脉冲宽度调制(PWM)的或者脉冲密度调制(PDM)的输出脉冲序列是响应于控制信号而提供的。PDM信令见转让给本发明受让人的、标题为“多位至单位数字信号转换器”的美国专利申请08/011，618。输出脉冲序列的平均值与所要求的模拟输出电压相对应。
DAC190提供的模拟输出在施加到IF放大器18的增益控制端之前，通过低通滤波器194传送。低通滤波器194设计用来衰减DAC190产生的任何杂散输出。
再参见图9，图中示出的是本发明用来抑制不需要的直流偏移信号分量而不会同时损坏载波频率信号信息的AGC环路的另一种较佳实施例。图9所示的AGC环路与图7所示的AGC大致相同，所以相同的电路元件采用相同的标号来表示。正如在发明背景中所指出的那样，在诸如QPSK或BPSK的数字调制的接收机中，对于选择的IF处理链中本地振荡器(L.O.)的频率通常要将接收的载波频率下变频至直流。然而，为抑制由混频器60传送的不需要的直流馈通而设计的后续基带处理还易于损坏由于如FM和连续相位FSK解调方案而出现的、中心位于接收的载波附近的信号信息。
本发明的一个发明点在于选择IF振荡器64的频率，从而接收的载波被变换成偏离直流一个预定容限的基带频率。直流馈通抑制环路200(图9)能够在接收的载波频率下保留信号信息的同时消除不需要的直流馈通。在一种较佳实施例中，本振(L.O.)频率选择成少量偏离载波频率(例如100Hz)，从而完成接收频谱至基带的下变频。这样，在预定偏置频率(如100Hz)下由混频器60输出的I和Q信道信号能量就与在接收的载波频率下传送的信息对应。经下变频的频谱，包括载波信息，就被传送至A/D转换器86和88，而来自混频器60的不需要的直流馈通就被抑制。尽管在这一过程中，按预定偏置对接收载波的频率间隔将导致能量衰耗，但是在许多应用场合下(如语音通信)，经抑制的低频能量携带最少有用信号信息。因此，直流抑制环路200能够消除多余的直流馈通，而不会损坏接收的载波频率下出现的信息。
如图9所示，直流馈通抑制环路200包括I和Q信道数字积分器204和206，I和Q信道数字积分器204和206具有分别通过A/D转换器86和88而与LPF76和78耦连的输入端。在图9所示的实施例中，积分器204和206的配置分别用来对A/D转换器86和88的数字输出取积分。每一积分结果由I和Q信道数模转换器(D/A)208和210转换成模拟信号，从图中可以看出，I和Q信道数/模转换器208和210分别插在积分器204和206以及模拟减法器212和214之间。数字积分器204和206的增益常数可以选择成使得积分器204和206不响应于频率等于和高于100Hz信号功率。积分器204和206产生的合成直流消除信号标称上等于混频器60、LPF76和78以及A/D转换器86和88在信号路径中引入的不需要的直流误差。这样，就确保了提供给A/D转换器86和88的功率电平也即提供给RSSI电路154的功率电平代表了AGC电路22实际接收的功率电平。所以，直流馈通抑制环路200的功能是用来即使在消除不需要的直流馈通期间也能保持接收功率电平的完整性。
现在来看图10，图中示出了直流馈通抑制环路230的一种模拟结构(可以取代图9中的200)，用来在保持提供至RSSI检测器154的信号功率电平的同时消除不需要的直流馈通。IF振荡器64(图9)的本地振荡频率再次选择成使得载波频率变换至偏离直流一预定容限的基带频率。直流馈通环路230以大体类似于上文描述过的抑制环路200的方式，使得在将信号信息保持在接收的载波频率下的同时，能够消除不需要的直流馈通。具体说来，通过恰当选择积分器234和238处的增益，而将变换成偏置频率的下变频载波信号传送至A/D转换器86和88。如上所述，来自混频器60的不需要的直流馈通受到减法器212和214的抑制。
直流馈通抑制环路230还用来确保提供至A/D转换器86和88以及RSSI检测器154的基带信号功率代表实际接收的信号功率，并且不会因多余的直流信号所讹误。
在一种典型的实施例中，可能要求修改上述直流馈通抑制技术，以便适应相应于“多音“模拟信号的FM信号接收。更具体地说，在某些应用场合下，接收的FM信号可以代表一个“多音“波形，其中包含一组固定的(也就是频率固定的)FM信号分量，每一固定分量与一特定模拟单音的大小或音高对应。这就要求保留多个FM信号量交互作用所产生的低频互调产物。因此，如果由本地振荡器64静态频率偏移，就可能由混频器60将特定的互调产物变换成基带直流(即变换成可以出现直流馈通的同一基带频率)。这样可以证明，区分不需要的直流馈通和由混频器变换成基带直流的有用的信号信息将是困难的。由于直流馈通抑制环路200和230通常设计用来大体消除混频器60产生的所有直流信号能量，因此相信有用的内互调信息会与不需要的直流馈通一起被消除。
再参见图9，按照本发明的另一个发明点，这一困难是通过提供一个本振偏置调制器260来克服的，本振偏置调制器260能够在作用到标称本振频率的直流偏置内，引入时间偏差。术语“标称“本地振荡频率指得是接收的中央载波频率由混频器变换成基带直流时的本地振荡频率。因为此时提供至混频器60的本振偏置频率不是静态的，而是在一个预定范围内是变化的，所以，固定分量不会连续变换成基带直流，相反将根据本振偏置中的偏差而变换成基带频率。于是，有用的低频互调产物可以从不需要的直流馈通中区分出来，这是因为不管施加到本地振荡器的频率偏置变化与否，直流馈通都保持在基带直流的缘故。因此，偏置调制器260使直流馈通抑制环路能够消除不需要的直流馈通而同时保留某些固定信号信息。
引入标称本振频率的调制频率偏置可以用平均偏置频率、最小和最大偏置频率以及偏置解调频率(即偏置在最小和最大偏置频率之间变化的速率)来表述其特征。例如，在一种特定的实施例中，平均频率偏置被选为100Hz，最小和最大偏置分别被选为50Hz和150Hz。偏置调制频率被设定为10Hz。
如果所描述的实施例用作构筑FM、FSK或GMSK接收机，则A/D转换器86和88的输出馈送至FM解调器(未图示)。在用具有截止频率略高于本振偏置解调器260的最大偏置频率的数字高通滤波器进行FM解调以后，可以很容易地去除由本振偏置调制器260引入的调制信号(在较佳实施例中为10Hz)，而不会影响声音质量。
上文给出的较佳实施例的描述使得本领域的任何人都能实施和使用本发明。这些实施例进行各种改进对于本领域的技术人员来说是很明显的，而无需借助于发明者。因此，本发明并非仅限于上述实施例，而应当在最大范围内来理解本发明所揭示的原理和新特征。