本发明涉及无线电广播发射领域。尤其是涉及一种产生具有上边带及下边带的调幅发射信号的方法，这种上、下边带独立地传送着不同音频（AF）信号形式各种不同的信息。这种方法是已知的，例如，麦克格拉-希尔（McGraw-Hill）1977年发行，G·肯尼迪（Kennedy）所著书籍《电子通信系统》（ElectronicCommunicationSystems）第142-144页。 本发明还涉及实现这种方法的设备。
在以调幅方式工作的无线电广播发射中，只发射所产生的两个边带之一（单边带，SSB）的方法以及发射一些彼此独立地包括着不同信息的边带（独立边带，ISB）的方法都是已知的。
特别是，这种独立边带（ISB）的方法只借助于一个载波就能同时传送不同的信息，因而有助于经济地利用频带。
在开始时提到的那本书中给出的独立边带的方法中，为产生那种发射信号，通过相应的调制及滤波分别产生不同的（上及下）边带，然后把它们相加，并且变换成最终的载波频率（见图6-8）。
此法产生地发射信号借助于线性射频（RF）放大器最终放大到发射功率，并且将其馈送到天线中。
这种方法的缺点是，在发射机输出级中，线性射频功率放大对于电路有很高的要求，尤其是导致这种放大的效率不高。
在使用线性放大的单边带方法中，也出现了类似的问题。因此，在这个领域，EP-A1-0193665建议：不在小信号的范围内产生单边带信号，然后进行线性放大，而是通过把幅度调制及相位调制组合起来，在发射机输出级中单独的发射管上直接形成单边带信号。
为此，从低频输入信号来产生幅度信号及相位信号，它们包含着要形成的单边带信号中的幅度信息及相位信息。
然后，借助于开关放大器可以高效率地把该幅度信号放大，并且把放大后的信号送到发射管的阳极上，同时，经过频率变换以后，在发射管的控制栅极上可以得到该相位信号。
从输入信号的正交分量来产生幅度信号，该正交分量是在后面的幅度计算机中通过希耳伯特（hilbert）变换获得的。
在这种已知的方法中，从这种正交分量通过在商计算机中进行适当的循环扫描及后继处理来产生相位信号。
因此，本发明的目的是提供一种与上述单边带方法具有相同优点的独立边带方法，并且详细说明用来实现该方法的相应设备。
在开始时提到的那种方法中，达到了这一目的，其中：
（a）把音频信号分解成正交信号分量;
（b）从这两个音频信号及载波幅度的同相信号分量，分别形成分量和X及Y，把具有相反运算符号的信号分量加到分量和之一上;
（c）按照下列公式从分量和计算幅度信号A（t），
（d）把分量和分别倒相;
（e）以副载波频率，以X、Y、-X、-Y或X、-Y、-X、Y的顺序，对于分量和及其倒相值进行循环扫描;
（f）从扫描信号获得相位信号;并且
（g）把幅度信号及相位信号分别用于发射管的阳极调制及栅极调制。
这种方法的优点是，不必在小信号电平下产生各自的单边带信号，然后再线性地放大到大功率;而是在发射管上直接从幅度信号及相位信号形成发射信号，这样，用简单的方法，借助于开关放大器就可能把幅度信号放大到发射功率的电平。
根据本发明的设备包括：
（a）用来把音频信号分解成正交信号分量的第一装置;
（b）通过其输入端以下述方式连接到第一装置输出端上的两个加法器，该方式使得加法器从同相信号分量及载波幅度分别形成相应的分量和;
（c）设置于加法器之一的一个输入端之前、用来改变信号分量之一的运算符号的第一倒相器;
（d）一个幅度计算机，其输入端连接到加法器的输出端上，并且其输出端又与一幅度输出端相连;
（e）另外两个倒相器，输入端分别连接到加法器的输出端上，用来改变分量和的运算符号;
（f）具有4个输入端的循环扫描器，该扫描器通过下述方式分别与加法器的输出端及另外两个倒相器的输出端相连，该方式使得在循环扫描时，以X、Y、-X、-Y或X、-Y、-X、Y的顺序对于分量和及其倒相值进行扫描;
（g）用来产生相位信号的第二装置，该装置的输入端与循环扫描器的输出端相连，该装置的输出端及相位输出端相连;
（h）具有阳极及控制栅级的发射管;以及
（i）用来调节幅度信号及相位信号的第三装置，设置于发射管与幅度输出端及相位输出端之间。
根据本发明的第一个优选实施例，借助于希耳伯特变换来实现把音频信号分解成正交分量。
在第二个优选的典型实施例中，首先在开关放大器中把幅度信号放大，然后把已放大的幅度信号用于发射管的阳极调制。
第三个实施例体现在从属权利要求中。
下面将参考实施例、结合附图，较为详细地说明本发明，附图中：图1以电路方框图示出根据先有技术的独立边带发射机的设计;
图2A、2B以矢量图示出两个独立的音频信号及其正交信号分量;
图3A以矢量图示出有关独立边带信号与第一载波的组合;
图3B示出与第二载波组合的、相应的独立边带信号;
图4示出循环扫描所产生的旋转独立边带矢量;
图5示出本发明的优选典型实施例的独立边带调制器的电路方框图，它具有在循环扫描器34之后用来进行信号处理的两个变型;
图6示出相应发射机的基本电路图;
图7示出根据图5的电路中模拟部件44的内部设计。
图1中，以电路方框图示出相应于先有技术的独立边带发射机。该发射机由独立边带调制器1及现行的发射机16组成。
独立边带调制器1具有两个音频输入端2及15，在2及15上，可以得到要的两个独立的传送音频信号。音频信号从音频输入端2及15，通过相应的音频放大器3及14送到调制器4及11上，在4及11中，把音频信号调制到来自于振荡器7的第一载波上。
在适当的边带滤波器5及12中，在特定的情况下，把在调制器4及11中所产生两个双边带信号中的一个不需要的边带滤除，然后，把已滤波信号馈送到加法器9上，在9中，把这两个已滤波信号加到被衰减器8衰减了的第一载波上。
在混频器10中，把所形成的和信号变换到来自于另一个振荡器6的频率;然后，在中间放大器13中，把变频后的信号放大;在另一个混频器17中，把放大后的信号最终变换到由合成器20所确定的频带中，合成器20之后跟有乘法器19。
功率放大级18进行发射信号的最终放大，功率放大级18的输出端与天线21相连。
因此，已知的独立边带方法由下列特点来表征：
-这种独立边带是在小信号电平下直接产生的，通过相加把它们组合到发射信号中去;并且
-因为发射信号必须作为一个整体来放大，所以，发射机输出级中的功率放大是由线性射频放大器来进行的。
本发明在此采用完全不同的方法，我们借助于图2A-4中所包括信号的矢量图来说明。
从两个独立的音频信号NF1、NF2开始，可以把这两个信号表示为在x-y平面上具有相应信号分量x1、y1以及x2、y2的旋转矢量。第一音频信号NF1具有角频率Ω1，第二音频信号NF2相应地具有角频率Ω2（图2A、2B）。
然后，如果把音频信号NF1及NF2以矢量方式加到恒定的、不旋转的载波T1上，并把音频信号NF1及NF2的旋转方向选得相反，就可以得到图3A所示的矢量ISB（独立边带）;虽然矢量ISB仍不以载波频率旋转，但是，该矢量ISB确实包括着独立边带信号的全部幅度信息。
为了进行矢量相加，首先把音频信号NF1及NF2分别分解成正交信号分量x1、y1以及x2、y2;并且，把同相信号分量x1、x2以及y1、y2分别相加。通过在相加的一对分量的其中一个信号分量（图3A中的x1）加上负的运算符号，来获得反向旋转。这样，从一个音频信号（NF1）获得上边带OS，从另一个音频信号（NF2）获得下边带US。
图3A中，为了简单起见，选择载波幅度T1，其x分量可以忽略。但是，同样地，也可以选取载波振幅度T2，其y分量可以忽略，（图3B），或者具有任意x及y分量的载波幅度。
然后，为了获得完整的发射信号，必须另外使矢量ISB在其x-y平面内、以相应于载波频率的角频率恒速地旋转起来。为此，以预定的顺序对于矢量ISB的分量进行循环扫描。
矢量ISB的分量为分量和X及Y，对于图3A及3B，分量X及Y根据下式获得：
图3A：X＝x2-x1
Y＝y1+y2+T1
图3B：X＝x2-x1+T2
Y＝y1+y2
如图4所示，矢量ISB的旋转可以通过适当地交换分量X和Y以及相应改变运算符号来模拟。
例如，如果在瞬间t-t0时，该矢量呈现在该平面中与图3A所示相同的位置中，并且在该瞬间具有分量X及Y;反时钟方向旋转90·，在后一瞬间t＝t1时，产生具有分量-Y、X的矢量。再旋转90·（t＝t2），矢量具有分量-X、-Y;再旋转90·（t＝t3），矢量具有分量-Y、X。
由此可见，以副载波频率Ω旋转的矢量ISB可以通过在以Ω旋转的循环扫描器中，以X、-Y、-X、Y、X、-Y……的循环顺序对于分量X、Y进行扫描来模拟。
此处，把已知的顺序加到反时针方向旋转上。对于顺时针方向旋转，相应的顺序为X、Y、-X、-Y、X、Y……
特别是，因为矢量ISB是由音频信号NF1及NF2的转转的、大小改变的矢量组成的，所以矢量ISB本身的方向及大小也在改变，因而矢量ISB的相位也改变到相应的度数。
虽然矢量ISB的大小能够以简单的方法从分量和X及Y计算出来，因而可以得到幅度信号A（t）;但是，在独立边带信号中所包括的相位信息必须用特定的方法获得。
所以，目的是获得一谐波相位信号，它是包含产生独立边带信号所必须的相位信息φ（t）的cos（Ω＊t+φ（t））形式。
如果副载波频率Ω比音频信号AF1及AF2的载止频率高得多，则上面提到的余弦函数的过零点几乎与对于分量X及Y进行上面提到的循环扫描时所产生扫描值序列的过零点一样。
因此，首先确定过零点。然后，根据这些过零点来产生矩形波信号，再通过带通滤波把该矩形波信号变换成所需的余弦函数。
然后，可以把相位信号从副载波频率Ω变换到所需的载波频率Ω，并且将其用于发射机的相位调制。来自幅度信号A（t）及相位信号的乘积
A（t）＊cos（Ω＊t+φ（t））
最终就是所需要的独立边带信号。
根据本发明来调节的这种类型的信号具有下列优点：
-直到发射机的输出级，对于幅度信号及相位信号都是分开进行处理的;
并且-因为幅度信号为具有直流电压分量的低频信号，所以，效率特佳的低频开关放大器可以用于所需的功率放大。
图5所示的电路方框图是根据本发明的一种独立边带调制器的优选实施例的再现。
独立边带调制器40具有两个音频输入端23及28，至少一个载波幅度输入端22及33，以及两个输出端：其中一个为幅度输出端27，另一个为相位输出端36。
把两个独立的音频信号NF1及NF2通过相应的音频输入端23及28分别通到两个希耳伯特变换器24及29的输入端上，并且，在变换器24及29中，把NF1及NF2分解成在相应输出端上可以得到的正交信号分量xy、y1以及x2、y2。
希耳伯特变换器24及29后面为在其中形成分量和X及Y的加法器25及31。至少是在这两个加法器之一中，把前面提到的载波幅度另外加到正交信号分量上。如果该载波幅度只有y分量（T1），则在产生分量和Y的加法器25中相加（图5中，以实线来表示）。另一方面，如果该载波幅度只有x分量（T2），则把它在产生分量和X的加法器31中相加（图5中，以虚线来表示）。最后，如果该载波幅度具有两个分量，则加法器25及31两个都要用到。
为了分离出上边带及下边带（分别用OS及US表示），必须改变运算符号，对于一个信号分量，这种改变是通过第一倒相器30来进行的，倒相器30设置于加法器31与希耳伯特变换器29的x2输出端之间。不言而喻，对于不同信号分量中运算符号改变的可能性，必须相应地、不同地设置该倒相器30。
为了计算出幅度或幅度信号A（t），把加法器输出端上可以得到的分量和X及Y送入幅度计算机26中，计算机26分别把分量和的平方相加，并取其和值的平方根，即：
A(t) =(X2+ Y2);]]>
然后，从幅度计算机26中得到的这一幅度信号A（t）出现在幅度输出端27上。
进而，把分量和X及Y直接通过另外的倒相器32及37，改变运算符号，再送到循环扫描器34的4个输入端上，以X、Y、-X、-Y的顺序、沿着反时针方向来指配这些输入端。
循环扫描器34根据旋转方向、按照这种顺序或相反的顺序、以副载波频率Ω对于分量和进行扫描，并且（在本电路的第一变型中），把扫描值送到用来确定过零点的过零检测器38上。
在这些过零点的基础上，在其后的矩形波整形电路39中，产生具有相同过零点的矩形波函数（如果过零检测器38在其输出端上直接提供相应的矩形波函数，也可以把矩形波整形电路39省略掉）。在中心频率为2pi＊Ω的、后面的带通滤波器35中，从所产生的矩形波函数中，把谐波相位信号COS（Ω＊t+φ（t））滤出，并把该信号送到相位输出端36上。
在本电路的第二变型中，在相位输出端36与循环扫描器34之间设置了模拟部件44来代替过零检测器38、矩形波整形电路39及带通滤波器35，以后将在图7中详细描述该模拟部件44。
对于希耳伯特变换器24及29、循环扫描器34、以及幅度计算机26的实际结构在此不作更详细的描述。因为这些功能块的实施例可在前面提到的EP-A1-0，193，655中得知。
最后，对于在独立边带调制器40中所产生的信号即幅度信号A（t）及相位信号COS（……），根据图6分开进行进一步处理;并在大功率电平下在发射管43中，合成为最终的独立边带信号。
在这种情况下的进一步处理包括：在开关放大器41中，进行幅度信号A（t）的功率放大（增益为K）;以及，在频率交换器42中，把相位信号从副载波频率Ω变换到最终的载波频率Ω'。从而，把原始相位Φ（t）变换成最终的相位Φ（t）。
把已变频的相位信号馈送到发射管43的控制栅极上，把已放大的幅度信号K＊A（t）送到发射管的阳极上。正如从出版物《布朗-包维瑞评论》（BrownBoveriMitt。）1984年第5期第202-205页中得知的那样，作为开关放大器最好采用所谓的脉冲级调制器（PSM）放大器。
如前所述，在根据图5电路的一个变型中，在循环扫描器34以后，可以提供模拟部件44，用于信号处理，该模拟部件44的内部设计通过实例示于图7。
在这一变型中，副载波频率Ω例如是25KHz;相应地，循环扫描器34以4倍于该频率即100KHz进行扫描。在模拟部件44中，首先把来自循环扫描器34的数字式扫描信号馈送到数模变换器45上，在45中，把它变换成模拟信号。
把该模拟信号通过低通滤波器46送到第一混频器49上，在49中，与一50KHz频率混频到75KHz，低通滤波器46的上截止频率为37KHz，46把所存在的镜像频谱滤掉。
在75KHz带通滤波器50中滤波以后，在第二混频器53中，把该模拟信号与125KHz混频到200KHz。在200KHz带通滤波器55中进一步滤波以后，最后，把该模拟信号馈送到高速比较器56上，56对该模拟信号进行限幅，并且用这种方法把该信号压缩到其相位信息。然后，可以把已削波的信号作为相位信号，在发射机中直接进行进一步处理（象其它变型中余弦函数一样）。
50KHz及125KHz的混频频率从共用的1MHz振荡器54通过在分频器47（除以20）及51（除以8）中进行相应的分频来产生，在分频器47及51之后，在带通滤波器48及52中进行滤波。电路部件47到55一起形成一个上变频器。
刚刚描述过的、在上变频以后只通过削波来提取相位信息的这种变型，具有特殊的优点，即信号处理通路中的有限带宽对于相位信息的影响特别小。总之，本发明产生了一种很简单地就能构成的、以高效率为特征的独立边带发射机。